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![Amplificador “Classe A” com polarização
p
por um indutor no coletor (IX)
( )
Sinal modulado em amplitude
vce(ωmt, ωpt)
Reta de carga
vm iC continua
vp
2·VCC/RL
IB
vce(ωmt ωpt) = ΔvCE(ωmt)·sen(ωpt)
t, Pend. 1/R
Pend -1/RL
ΔvCE(ωmt) = vp[1 + m·sen(ωmt)]
vCE
m = vm/vp
VCC 2VCC
η(ωmt) = Δv
0,5·[ CE (ωmt)/VCC]2 ⇒
η(ωmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(ωmt)]2
ηmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2] t
ηmed max ⇒ vp = VCC/2, m = 1
ηmed max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% Voltando a ser muito baixo!](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-25-320.jpg)
![Amplificador “Classe B” com um único transistor (X)
vm Sinal modulado em amplitude
vp
Reta de carga
iC contínua
2·VCC/RL
ΔvCE(ωmt) = vp[1 + m·sen(ωmt)]
( ) [ ( )] Inclinação IB
-2/RL
2/R
m = vm/vp
iCpico(ωmt)
PRF = [ΔvCE(ωmt)]2/(2·RL)
/(2 R
Ponto de trabalho
PCC = VCC·iCpico(ωmt)/π
ΔvCE(ωmt) = iC i (ωmt)·RL/2 ⇒
t) R
Inclinação 0 vCE
Cpico
PCC = VCC·2·ΔvCE(ωmt)/(π·RL) VCC
η = PRF/PCC = π·ΔvCE(ωmt)/(4·VCC)
π Δv t)/(4 V
η = 0,785·vp[1 + m·sen(ωmt)]/VCC t
ηmed = 0,785·vp/VCC
0 785·v
ΔvCE(ωmt)
ηmed max ⇒ vp = VCC/2 ⇒ ηmed max = 39,26%](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-35-320.jpg)
![Amplificadores “Classe C” lineares (II)
Relações entre as variáveis:
• vg = Vg pico·sen(ωt)
Vg pico·sen(ωt) – (VB + vγBE)
• Si (π φC)/2 < ωt < (π+φC)/2 iB =
(π-φ )/2,
Rg+rBE
• Si ωt < (π-φC)/2 o ωt > (π+φC)/2, iB = 0
• φC = 2·arcos[(VB + vγBE)/Vg pico] vg
Para se obter a proporcionalidade
entre iB e vg deve-se: VB+vγBE
- Variar VB+vγBE t
proporcionalmente a Vg pico. iB
- E que φC não varie.
t
φC](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-46-320.jpg)
![Amplificadores “Classe C” lineares (IV)
Como:
C Vg pico·sen(ωt) – (VB + vγBE)
sen(ωt)
L i
iB =
VCC Rg+rBE
+ - VCC
iC φC = 2 arcos[(VB + vγBE)/Vg pico]
2·arcos[(V
+ iRL +
Então:
vCE vRL
- - RL iB = [sen(ωt) – cos(φC/2)]· Vg pico/(Rg+rBE)
/2)]
β
e, portanto:
/2)] β V
iC = [sen(ωt) – cos(φC/2)]·β·Vg pico/(Rg+rBE)
iC O valor de pico vale:
/2)] β V i
iC i = [1 – cos(φC/2)]·β·Vg pico/(Rg+rBE)
ICpico Cpico
Ou seja:
sen(ωt) – cos(φC/2)
φc iC = iCpico·
1 – cos(φC/2)](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-48-320.jpg)
![Amplificadores “Classe C” lineares (VII)
Como:
Retas de carga, ponto de RL φC– senφCφ
vce = - · i ·sen(ωt)
trabalho (estático) e variação 2π 1 – cos(φC/2) Cpico
do ponto de trabalho
p Então:
RL φC– senφC
ΔvCE = · i
2π 1 – cos(φC/2) Cpico
Reta de carga
iC contínua Ou seja:
ΔvCE = RL’·iCpico
Reta de IB
carga
sendo:
RL φC– senφC
iCpico RL’ = 2π ·
Incl. 1 – cos(φC/2)
-1/RL’
Cálculo de vCE0:
vCE0 VCC vCE vCE0 = VCC –
t φC π-φC ΔvCE·cos(φC/2)
2 Valor da inclinação da “reta de
carga”:
ΔvCE -1/[RL’·(1 – cos(φC/2)]
t](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-51-320.jpg)
![Amplificadores “Classe C” lineares (VIII)
Cálculo do rendimento máximo possível (I)
PRF = (ΔvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL)
iC
RL φC– senφC Inclinação
I li ã IB
RL’ = · -1/[RL’·(1 – cos(φC/2)]
2π 1 – cos(φC/2)
PCC = VCC·IC
I iC
Cpico
sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2) IC
IC = ·iCpico
p vCE0 VCC
π·[1 – cos(φC/2)]
[1 (φ
t φC π-φC vCE
η = PRF/PCC ⇒ 2
iCpico·RL’·[φC– senφC] ΔvCE
η = PRF/PCC =
4·VCC·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)] t
Logo η cresce com iCpico. Calculamos o valor máximo:
iCpico max = vCE0 min/[RL’ (1 – cos(φC/2)] = [VCC(1 – cos(φC/2))]/[RL’ (1 – cos(φC/2)] ⇒
’·(1 ( ( ’·(1 (
iCpico max = VCC/RL’](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-52-320.jpg)
![Amplificadores “Classe C” lineares (IX)
Cálculo do rendimento máximo possível(II)
Sustituindo iCpico por iCpico max:
Situação com o máximo sinal
[φC– senφC] que se pode operar
ηmax =
4·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)] iC
ηmax [%]
100
iCpico max
IB
Clase C
90 (ejempl.) Inclinação
80 Clase B
Cl -1/[RL’ (1 – cos(φC/2)]
1/[R ’·(1
70 Incl.
Clase A IC -1/RL’
60
50
vCE0 VCC 2·VCC
0 90 180 270 360
φC [º] t φC π-φC vC
2 E
Rendimento máximo real:
ΔvCE
( φ
(VCC - vCE sat)·[φC– senφC]
) [φ t
ηmax real =
4·VCC·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)]](https://image.slidesharecdn.com/8-amplificadoresdepotencia-090811163653-phpapp02/85/8-Amplificadores-de-Potencia-53-320.jpg)
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- 8. Amplificador “Classe A”com a carga RL iC em um circuito de polarização (III) VCC VCC/RL iC Máximo valor de iC1 + vCE IB Q1 - iC1 = VCC/2RL t vCE VCC ηmax = ic1·RL/(2·VCC) com iC1 = VCC/2RL R /(2 V t vCE1 = VCC/2 Por tanto: ηmax = 1/4 = 25% 25% é um rendimento máximo muito baixo!
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- 11. Amplificador “Classe A”com polarização p por fonte de corrente (III) ( ) Escolha do ponto de trabalho para um valor de IC + VCC/RL iC VCC IC Reta de carga - + - contínua IB iC iL + RL vCE vCE VCC Q1 - Reta de carga com uma inclinação de 1/RL Esta é a reta de carga com maiores níveis de tensão e corrente, compatível com uma tensão positiva na fonte de corrente
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- 13. Amplificador “Classe A”com polarização p por fonte de corrente (V) ( ) V /R iC CC L Reta de carga alternada + VCC IB IC IC vCE1 Reta de carga - + - contínua t iC iL vCE + RL vCE VCC Q1 - vCE1 t PRF = Ic2·RL/2 PCC = Ic·VCC η = Ic·RL/(2·VCC) Com IC = VCC/2RL, ηmax = 1/4 = 25%. O que permanece muito baixo.
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- 23. Amplificador “Classe A”com polarização p por um indutor no coletor (VII) ( ) Situação com o sinal abaixo do máximo que se pode operar Reta de R t d carga iC contínua LCH RL 2·VCC/RL IB iC VCC + iRL ΔiC vCE Pend. -1/RL Q1 - t vCE VCC 2VCC PRF = (ΔvCE)2/(2·RL) ( PCC = VCC2/RL ΔvCE t η = PRF/PCC = 0,5·(ΔvCE/VCC)2 0 5·(
- 24. Amplificador “Classe A”com polarização p por um indutor no coletor (VIII) ( ) Reta de carga Com transistores reais iC contínua (não idealizados) 2·VCC/RL IB (VCC-vCE sat)/RL Pend. -1/RL vCE VCC 2VCC PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·R L) PCC = VCC·(VCC-vCE sat)/RL ( ) VCC-vCE sat η = 0,5·(VCC-vCE sat)/ VCC vCE sat t
- 25. Amplificador “Classe A”com polarização p por um indutor no coletor (IX) ( ) Sinal modulado em amplitude vce(ωmt, ωpt) Reta de carga vm iC continua vp 2·VCC/RL IB vce(ωmt ωpt) = ΔvCE(ωmt)·sen(ωpt) t, Pend. 1/R Pend -1/RL ΔvCE(ωmt) = vp[1 + m·sen(ωmt)] vCE m = vm/vp VCC 2VCC η(ωmt) = Δv 0,5·[ CE (ωmt)/VCC]2 ⇒ η(ωmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(ωmt)]2 ηmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2] t ηmed max ⇒ vp = VCC/2, m = 1 ηmed max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% Voltando a ser muito baixo!
- 26. Amplificador “Classe B”com um único transistor (I) Circuito básico Circuito ressonante a uma frequencia do sinal de RF C L Polarização VCC + - VCC iC + iRL + Rg vCE RL vRL + - - Q1 iC 180º
- 27. Amplificador “Classe B”com um único transistor (II) C C - L L vRL VCC Equivalente RL + + - VCC iC iC + iRL + + iRL VCC vCE vRL vCE iC - - RL - Q1 Q1 iC 180 180º 180º C RL - Equivalente (salvo iC vRL para uma tensão iC L iRL + sobre a fonte) 180º
- 28. Amplificador “Classe B”com um único transistor (III) Circuitos equivalentes (I) iC iC + C iCpico L vRL RL - 180 180º iCca iCpico(1-1/π) C + 180º L vRL IC iCca IC iC RL - iCpico/π Não genera tensão na carga
- 29. Amplificador “Classe B”com um único transistor (IV) Circuitos equivalentes (II) iCca iCca1 180º iCpico(1-1/π) = iCpico/2 + iCca(ωt) Harmônicos iRL(ωt) iCca1 Arm. Os harmônicos se C + curto circuitam curto-circuitam pelo capacitor L vRL RL - iCca1 (ωt) = (iCpico/2)·sen(ωt) vRL(ωt) = RL·iRL(ωt) = -RL·iCca1(ωt) iCca1 iCca1 iRL + vRL(ωt) = -RL·(iCpico/2)·sen(ωt) iCpico/2 vRL RL -
- 30. Amplificador “Classe B”com um único transistor (V) Chamamos vce a componente alternada de p Retas de carga, ponto de vCE. Então: trabalho (estático) e excursão v (ωt) = v (ωt) = -R ·(i ce RL L Cpico/2)·sen(ωt) ⇒ do ponto de trabalho p vce( t) = -(RL /2) iCpico·sen(ωt) = -(RL /2) iC (ωt) (R /2)·i ( t) (R /2)·i Portanto: C ΔvCE = iCpico·RL/2 / L iC Reta de carga contínua VCC 2·VCC/RL + - VCC Inclinação IB iC -2/RL + iRL + iC i Cpico vCE vRL Ponto de trabalho - - RL Q1 Inclinação 0 vCE iC t 180º VCC 180º ΔvCE t
- 31. Amplificador “Classe B”com um único transistor (VI) Cálculo do rendimento máximo possível Reta de carga C iC continua L 2·VCC/RL VCC Inclinação IB VCC -2/RL iC + - + iRL + iCpico vCE vRL iCpico/π Ponto de trabalho - - RL Q1 Inclinação 0 vCE t 180º VCC ΔvCE = PRF = (ΔvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL)2/(8·RL) iCpico·RL/2 PCC = VCC·iCpico/π p ΔvCE t η = PRF/PCC = iCpico·RL·π/(8·VCC) O máximo valor de iCpico é iCpico max = 2·VCC/RL e portanto má imo alor 2V e, portanto: ηmax = π/4 = 78,5% Uma melhora notável!
- 32. Amplificador “Classe B”com um único transistor (VII) Situação com o máximo sinal que se pode operar C Reta de carga L iC continua VCC 2·VCC/RL iC + - VCC IB + iRL + vCE vRL - - RL Q1 vCE t VCC ηmax = π/4 = 78,5% 180º 2·VCC t
- 33. Amplificador “Classe B”com um único transistor (VIII) Cálculo da potência máxima dissipada pelo transistor, PT transistor Tr PRF = (iCpico·RL)2/(8·RL) iC Recta de carga en continua PCC = VCC·iCpico/π 2·VCC/RL IB PTr = PCC - PRF ⇒ PTr = VCC·iCpico/ - (iCpico·RL)2/(8 RL) i /π R /(8·R iCpico PTr tem um máximo em: iCpico/π iCpico PTmax = 4 VCC/(π·RL) 4·V /(π R Note-se que: t 180º VCC vCE iCpico PTmax < iCpico max = 2·VCC/RL 2V PTrmax = 2·VCC2/(π2·RL) A potência máxima de RF é: t ΔvCE PRF max = (iCpico max·RL)2/(8·RL) ⇒ PRF max = VCC2/(2·RL) Portanto: PTrmax = 4·PRF max/π2 = 0,405·PRF max
- 34. Amplificador “Classe B”com um único transistor (IX) Com t C transistores reais i t i Reta de carga iC contínua tí 2·VCC/RL IB Inclinação 2 (V v 2·(VCC-vCE sat)/RL -2/RL vCE t 180º VCC 2VCC PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL) VCC-vCE sat PCC = VCC·2·(VCC-vCE sat)/(π·RL) η = π·(VCC-vCE sat)/(4·VCC) ⇒ vCE sat t η = 0,785·(VCC-vCE sat)/VCC
- 35. Amplificador “Classe B”com um único transistor (X) vm Sinal modulado em amplitude vp Reta de carga iC contínua 2·VCC/RL ΔvCE(ωmt) = vp[1 + m·sen(ωmt)] ( ) [ ( )] Inclinação IB -2/RL 2/R m = vm/vp iCpico(ωmt) PRF = [ΔvCE(ωmt)]2/(2·RL) /(2 R Ponto de trabalho PCC = VCC·iCpico(ωmt)/π ΔvCE(ωmt) = iC i (ωmt)·RL/2 ⇒ t) R Inclinação 0 vCE Cpico PCC = VCC·2·ΔvCE(ωmt)/(π·RL) VCC η = PRF/PCC = π·ΔvCE(ωmt)/(4·VCC) π Δv t)/(4 V η = 0,785·vp[1 + m·sen(ωmt)]/VCC t ηmed = 0,785·vp/VCC 0 785·v ΔvCE(ωmt) ηmed max ⇒ vp = VCC/2 ⇒ ηmed max = 39,26%
- 36. Amplificador “Classe B”com dois transistores (I) Circuito básico: montado como Push-Pull (I) Push Pull Polarização RL’ = RL/ 2 /n Q1 iC1 + vCE1 iRL Rg - + + RL VCC vRL + - - - vCE2 Q2 + + iC2 1:1:n 11
- 37. Amplificador “Clase B”con dos transistores (II) Circuito básico: montado como Push-Pull (II) iB1 iRL Q1 iC1 180º iB1 + iC1 vCE1 iRL - 180º + VCC vRL - - iC2 RL iB2 vCE2 Q2 + iC2 180º 1:1:n iB2 180º
- 38. Amplificador “Clase B”con dos transistores (III) Circuito básico: montado como Push Pull (III) Push-Pull Reta de carga iC1 contínua VCC/RL’ Inclinação -1/RL’ IB1 iCpico RL’ = RL/n2 Ponto de trabalho iC1 1:1:n vCE1 iC1 t iRL vCE2 VCC t 180º +VCC + vRL iCpico iC2 - IB1 RL 180º iC2 iRL VCC/RL’ iC2
- 39. Amplificador “Clase B”con dos transistores (IV) Cálculo do rendimento máximo possível PRF = iCpico2·RL’/2 iC1 Reta de carga contínua PCC = 2·VCC·iCpico/π VCC/RL’ Inclinação -1/RL’ η = iCpico·RL’·π/(4·VCC) ⇒ IB1 η = 0,785·iCpico·RL’/VCC iCpico Ponto de trabalho Como: vCE1 t iCpico max = VCC/RL’, então: vCE2 VCC t ηmax = π/4 = 78,5% iCpico IB1 Como no caso de um transistor VCC/RL’ iC2
- 40. Amplificador “Clase B”con dos transistores (V) Situação com o máximo sinal que se pode operar Reta de carga VCC/RL’ iC1 contínua IB1 Ponto de trabalho ηmax = 78,5% , t vCE1 Q1 iC1 vCE2 VCC t + vCE1 iRL - + VCC vRL IB1 - - - - - vCE2 RL iC2 VCC/RL’ Q2 + + + + iC2 1:1:n
- 41. Ganancia de losamplificadores “Clase A” con bobina, “Clase B” con un transistor y “Clase B” con dos transistores iC Por comodidad, calculamos la 2·VCC/RL 1/RL IB “Transresistencia” ΔvRL/ΔiB ΔiC En todos los casos: ΔvRL= VCC, ΔiB = ΔiC/β vCE VCC 2VCC VCC/RL’ iC1 Clase A ΔvRL/ΔiB = RL·β β IB1 iC ΔiC 2·VCC/RL IB vCE1 ΔiC vCE2 VCC Classe B, 2 Trans. vCE IB1 ΔiC Classe B, VCC 2·VCC 1 Trans. iC2 VCC/RL’ ΔvRL/ΔiB = RL·β/2 ΔvRL/ΔiB = RL’·n·β
- 42. Comparação entre amplificadores“Classe A”, “Classe B” com um transistor e “Classe B” com dois transistores Classe B Rendimento Ganho de Impedância de Amplificador máximo tensão entrada iCmax Banda Classe A Cl 50% β/r RL·β/rBE Linear 2·V 2 VCC/RL Larga L Classe B, 78,5% RL·β/(2·rBE) Não linear 2·VCC/RL Estreita 1 transistor Classe B, Linear 78,5% RL’·n·β/rBE VCC/RL’ Larga 2 transistores rBE = resistência dinâmica da junção base-emissor RL’ = RL/n2
- 43. Circuitos de polarizaçãodas classes A e B +VCC +VCC Para a base do transistor R Polarização P LCH D Para a base iB C do transistor Classe A Inexistente no caso de Push-Pull VBE 0 Classe B
- 44. Amplificadores “Classe C” Pode-se Podese atingir rendimentos máximos teóricos maiores que 78 5%? 78,5%? O que deve-se sacrificar? Circuito bá i Ci it básico C Circuito L ressonante Polarização VCC + - VCC iC + iRL + Rg vCE RL vRL + - - Q1 iC < 180º
- 45. Amplificadores “Classe C”lineares (I) Como conseguir um ângulo de condução menor que 180º? iC vg iB Rg VB + VB+vγBE vCE + + t - vBE vg - vγBE γ iB rBE t φC Como conseguir proporcionalidade entre iB e vg? C
- 46. Amplificadores “Classe C”lineares (II) Relações entre as variáveis: • vg = Vg pico·sen(ωt) Vg pico·sen(ωt) – (VB + vγBE) • Si (π φC)/2 < ωt < (π+φC)/2 iB = (π-φ )/2, Rg+rBE • Si ωt < (π-φC)/2 o ωt > (π+φC)/2, iB = 0 • φC = 2·arcos[(VB + vγBE)/Vg pico] vg Para se obter a proporcionalidade entre iB e vg deve-se: VB+vγBE - Variar VB+vγBE t proporcionalmente a Vg pico. iB - E que φC não varie. t φC
- 47. VB Amplificadores “Classe + - iC C C” lineares (III) CB Realização física iB Rg RB + vCE + + - vγBE vBE vg - rBE vBE = vγBE + iB·rBE VB = (Vg pico – vγBE)·RB/(RB + Rg + rBE) p VB + vγBE = Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) + vγBE·(Rg + rBE)/(RB + Rg + rBE) Se Vg pico·RB >> vγBE·(Rg + rBE), então: ( ) VB + vγBE ≈ Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) ou seja, proporcional. Como: vg = VB + vγBE + (Rg + rBE)·iB ⇒ vg >> vBE ⇒ Pequeno Ganho. ( ) q
- 48. Amplificadores “Classe C”lineares (IV) Como: C Vg pico·sen(ωt) – (VB + vγBE) sen(ωt) L i iB = VCC Rg+rBE + - VCC iC φC = 2 arcos[(VB + vγBE)/Vg pico] 2·arcos[(V + iRL + Então: vCE vRL - - RL iB = [sen(ωt) – cos(φC/2)]· Vg pico/(Rg+rBE) /2)] β e, portanto: /2)] β V iC = [sen(ωt) – cos(φC/2)]·β·Vg pico/(Rg+rBE) iC O valor de pico vale: /2)] β V i iC i = [1 – cos(φC/2)]·β·Vg pico/(Rg+rBE) ICpico Cpico Ou seja: sen(ωt) – cos(φC/2) φc iC = iCpico· 1 – cos(φC/2)
- 49. Amplificadores “Classe C”lineares (V) sen(ωt) – cos(φC/2) ( t) ( iC = iCpico· 1 – cos(φC/2) iCpico sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2) • Componente contínua: IC = · π 1 – cos(φC/2) (φ ) iCpico φC– senφC • 1º harmônico: iCca1(ωt) = · ·sen(ωt) 2π 1 – cos(φC/2) • Demais harmônicos C + O resto dos harmônicos se L vRL curto-circuitam no IC iCca1 Arm. iC RL - capacitor p
- 50. Amplificadores “Clasde C”lineares (VI) Circuito equivalente de corrente alternada iCpico φC– senφC iCca1(ωt) iCca1(ωt) iCca1( ) = (ωt) · ·sen(ωt) ( ) + 2π 1 – cos(φC/2) (φ t vRL RL - Portanto: vRL(ωt) = -RL·iCca1(ωt) vce(ωt) = vRL(ωt) = -RL·iCca1(ωt) i C iCpico φC– senφC L vce = -RL· · sen(ωt) 2π 1 – cos(φC/2) (φ ) VCC + - VCC Ou seja: iC RL φC– senφC + iRL + vce = - · i ·sen(ωt) 2π 1 – cos(φC/2) Cpico vCE vRL - - RL β
- 51. Amplificadores “Classe C”lineares (VII) Como: Retas de carga, ponto de RL φC– senφCφ vce = - · i ·sen(ωt) trabalho (estático) e variação 2π 1 – cos(φC/2) Cpico do ponto de trabalho p Então: RL φC– senφC ΔvCE = · i 2π 1 – cos(φC/2) Cpico Reta de carga iC contínua Ou seja: ΔvCE = RL’·iCpico Reta de IB carga sendo: RL φC– senφC iCpico RL’ = 2π · Incl. 1 – cos(φC/2) -1/RL’ Cálculo de vCE0: vCE0 VCC vCE vCE0 = VCC – t φC π-φC ΔvCE·cos(φC/2) 2 Valor da inclinação da “reta de carga”: ΔvCE -1/[RL’·(1 – cos(φC/2)] t
- 52. Amplificadores “Classe C”lineares (VIII) Cálculo do rendimento máximo possível (I) PRF = (ΔvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL) iC RL φC– senφC Inclinação I li ã IB RL’ = · -1/[RL’·(1 – cos(φC/2)] 2π 1 – cos(φC/2) PCC = VCC·IC I iC Cpico sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2) IC IC = ·iCpico p vCE0 VCC π·[1 – cos(φC/2)] [1 (φ t φC π-φC vCE η = PRF/PCC ⇒ 2 iCpico·RL’·[φC– senφC] ΔvCE η = PRF/PCC = 4·VCC·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)] t Logo η cresce com iCpico. Calculamos o valor máximo: iCpico max = vCE0 min/[RL’ (1 – cos(φC/2)] = [VCC(1 – cos(φC/2))]/[RL’ (1 – cos(φC/2)] ⇒ ’·(1 ( ( ’·(1 ( iCpico max = VCC/RL’
- 53. Amplificadores “Classe C”lineares (IX) Cálculo do rendimento máximo possível(II) Sustituindo iCpico por iCpico max: Situação com o máximo sinal [φC– senφC] que se pode operar ηmax = 4·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)] iC ηmax [%] 100 iCpico max IB Clase C 90 (ejempl.) Inclinação 80 Clase B Cl -1/[RL’ (1 – cos(φC/2)] 1/[R ’·(1 70 Incl. Clase A IC -1/RL’ 60 50 vCE0 VCC 2·VCC 0 90 180 270 360 φC [º] t φC π-φC vC 2 E Rendimento máximo real: ΔvCE ( φ (VCC - vCE sat)·[φC– senφC] ) [φ t ηmax real = 4·VCC·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)]
- 54. Amplificadores “Classe C”lineares (X) Resumo das características: Linearidade: Difícil, sacrificando o ganho. Rendimento máximo: Alto, 80-90 %. Ganho: Baixo. Impedância de entrada: Não muito linear. Corrente de coletor: Picos altos e estreitos. Largura de banda: Pequena. ATE-UO EC amp pot 53
- 55. Amplificadores “Classe C”“não lineares” (I) O transistor trabalha “quase” em comutação quase C Circuito L ressonante t iC C + VCC vRL + - VCC VCC L RL iC - + iRL + vCE RL vRL • O circuito ressonante vibra livremente e repõe a energia que - - transfere a carga nos períodos de iC condução do transistor. • O valor de pico da tensão de saída é aproximadamente o valor da i d t l d tensão de alimentação: vRL = VCC·sen(ωt) • O rendimento é bastante alto.
- 56. Amplificadores “Classe C”“não lineares” (II) Modulador de amplitude - VCC’ = VCC+vtr Amplificador p de potência vtr vtr de BF + VCC’ + vCC’ C L - vCC iC VCC’ + - VCC iC + + vCE RL vRL vRL - - Q1
- 57. Amplificadores “Classe D”(I) Circuito básico +VCC iC1 iD1 iL D1 vRL Q1 iL VCC/2 A L + - iC2 iD2 + + vA C vRL D2 RL - - Q2 vA VCC/2 - VCC/2
- 58. Amplificadores “Classe D”(II) Análise vRL vA VCC/2 ΔvRL +VCC - = + Harmônicos H ô i VCC/2 iC1 iD1 ΔvRL = (VCC/2)·4/π = 2·VCC/π Logo a tensão de saída é proporcional a D1 de alimentação ⇒ Pode-se utilizá-lo como Q1 iL VCC/2 modulador de amplitude. A + - L iC2 iD2 + + vRL • Menor frequencia de vA C D2 RL operação, porque os - - transistores trabalham Q2 ç em comutação.
- 59. Amplificadores “Classe D”e “Classe E” vA Classe D Classe E iL vA vA iL iL Comutação forçada pelos diodos: bloqueiam quando os transistores entram em iC1 iC1 condução. +VCC iC2 iD1 iC1 iD1 iC2 D1 Q1 iL VCC/2 A iD2 + - L iC2 iD2 + + Comutação natural pelos C vRL diodos: bloqueiam quando se vA RL D2 - inverte a corrente ressonante. - Q2
- 60. Exemplo de umesquema real de amplificador de p potência (obtido do ARRL Handbook 2001) Amplificador linear Classe B em Push-Pull Push-Pull Filtro passa- baixa Polarização