8. Amplificadores de Potencia

Amplificadores de Potência

Prof. Douglas Bressan Riffel

Amplificadores de Potencia
Idéia fundamental:
Amplificar sinais até níveis suficientes com um bom rendimento
energético.
g

PCC η = PRF/PCC
Rg
+
Amplificador
VCC
Pe de potencia PRF
RF de RF RL

Pperd

“Classes” de um amplificador de Potência

Rg
Amplificador de
+ potencia de RF

iC
RL

Q1

iC iC iC

t t t
0 π 2π 0 π 2π 0 π 2π
Classe A: Classe B: Classe C:
condução durante 2π condução durante π condução < π

“Classes” de um amplificador de Potência

Rg
Amplificador de
+ potencia de RF
iC
+
RL
vCE
Q1 -
iC
vCE
• Clase D: Q1 trabalha em comutação
t
• Clase E: Q1 trabalha em comutação a
tensão zero Control
t

ATE-UO EC amp pot 03

Tipos de amplificadores de potência de RF

Rg
+
Amplificador +
vg de potencia
p
VCC vs
de RF RL
-

Amplificadores lineares: a forma de onda da tensão de saída vs é
p p
proporcional a da entrada vg.
Amplificadores não lineares: a forma de onda da tensão de
saída vs não é proporcional a de entrada vg. Caso especialmente
interessante: tensão de saída vs proporcional a VCC.

Amplificador “Classe A” com a carga
em um circuito de polarização (I)
p ç ()
Circuito básico

RL iC
Polarização
VCC

+
Rg
vCE
+ Q1 -

iC em um circuito de polarização ( )
p ç (II)
RL
Elegemos um
VCC VCC/RL iC ponto de trabalho

+
vCE
IB
Q1 -
iC1
t vCE
VCC
PRF = ic12·RL/2 PCC = ic1·VCC
t
η = PRF/PCC = ic1·RL/(2·VCC) vCE1

Logo η cresce com iC1. Entretanto, o crescimento de iC1 tem um limite

RL iC em um circuito de polarização (III)

VCC VCC/RL iC Máximo valor de iC1

+
vCE IB
Q1 - iC1 = VCC/2RL

t vCE
VCC

ηmax = ic1·RL/(2·VCC) com iC1 = VCC/2RL
R /(2 V t vCE1 = VCC/2
Por tanto: ηmax = 1/4 = 25%

25% é um rendimento máximo muito baixo!

Amplificador “Classe A” com polarização
p
por fonte de corrente (I)
()

Circuito básico

Polarização IC
VCC
+ -
+
Rg
vCE
+ Q1 - RL

p
por fonte de corrente (II)
( )
Realização física de uma fonte de corrente

+ +
VCC VCC
IC
IC
- + - - + -
iC iC
iL iL
+ RL + RL
vCE vCE
Q1 - -
Q1

p
por fonte de corrente (III)
( )
Escolha do ponto de trabalho para um valor de IC

+ VCC/RL iC
VCC
IC Reta de
carga
- + - contínua
IB
iC iL
+ RL vCE
vCE VCC
Q1 - Reta de carga com uma
inclinação de 1/RL

Esta é a reta de carga com maiores níveis de tensão e
corrente, compatível com uma tensão positiva na fonte
de corrente

p
por fonte de corrente (IV)
( )
V /R iC CC L
+ Recta de Recta de carga en alterna
VCC carga en
IC continua
vCE1 IB
- + -
IC
iC vCE
iL t

+ RL VCC
vCE t
Q1 - vCE1
PRF = Ic2·RL/2 PCC = Ic·VCC η = Ic·RL/(2·VCC)

Logo, η cresce com IC e tem o limite em IC = VCC/2RL.

p
por fonte de corrente (V)
( )
V /R iC CC L

Reta de carga alternada
+
VCC IB
IC IC
vCE1 Reta de carga
- + - contínua
t
iC
iL vCE
+ RL
vCE VCC
Q1 -
vCE1
t

PRF = Ic2·RL/2 PCC = Ic·VCC η = Ic·RL/(2·VCC)

Com IC = VCC/2RL, ηmax = 1/4 = 25%.
O que permanece muito baixo.

p
por resistência no coletor (I)
()

Circuito básico

RC
Polarização
iC + - VCC

+ iL
Rg
vCE RL
+ Q1 -

p
por resistência no coletor (II)
( )
VCC/RL iC
RC
IB
iC + - VCC Ponto de trabalho
iC1
+ iL Reta de
carga vCE
vCE RL CC

Q1 - vCE1 VCC
Reta de carga CA com uma
inclinação -(RC+RL)/(RL·RC)

Qual l de
Q l valor d RC para se obter o rendimiento máximo?
bt di i t á i ?
Quanto vale o rendimiento máximo?
A condição de rendimiento máximo é quando RC = √2 RL e
√2·R
ηmax = 1/(6 + 4· √2) = 8,57%.

Resumo dos amplificadores “Classe A” (até agora)

iC
+
RL IC
VCC RC
VCC + - VCC
- + - iC

+ iC
iL + iL
vCE + vCE RL
RL
- Q1 -
Q1 vCE
ηmax = 25% Q1 - ηmax = 8,57%
8 57%
ηmax = 25%
•A componente alternada
• T d a componente
Toda t • Toda a componente de iC circula pela carga e
alternada de iC circula alternada de iC circula pela resistência de
pela carga. pela carga. polarização.
• Entretanto a fonte
Entretanto, • Entretanto, a fonte de • A resistência de
enxerga uma carga corrente se dissipa polarização dissipa-se
contínua. continuamente. continuamente.

É possível encontrar um elemento de polarização
que não dissipe nem alternada nem contínua?

p
por um indutor no coletor (I)
()
Circuito básico

LCH
Polarização
iC + - VCC

+ iRL
Rg
vCE RL
+ Q1 -

O indutor LCH deve possuir uma impedância
p p
muito maior que RL na freqüência de trabalho

p
por um indutor no coletor (II)
( )
Circuito equivalente básico

LC
CH
LCH RL
+ - VCC iC VCC
iC
+ iRL + iRL
vCE vCE
RL
- Q1 -
Q1

Em ambos os casos:
• Toda a componente alternada de iC circ la pela carga.
circula carga
• No indutor, obviamente, não se dissipa potência ativa.

p
por um indutor no coletor (III)
( )
Outra possibilidade, mas com um grau de liberdade a mais

Lm RL’
RL
iC VCC
iC 1:n
iRL VCC
+ iRL’
+ vCE
vCE -
Q1
Q1 - RL’ = RL/n2
iRL’ = iRL’·n

Como no caso anterior:
• Toda a componente alternada de iC circula pela carga
g
(modificada pela relação de transformação do transformador).
• No indutor, obviamente, não se dissipa potência ativa.

p
por um indutor no coletor (IV)
( )
Circuito em estudo
Reta de
R t d carga
iC CC
LCH RL
IB
iC VCC

+ iRL
vCE
Reta de carga
g
Q1 - alternada com
inclinação de VCC vCE
-1/RL Ponto de trabalho

Como escolher o melhor ponto de trabalho?

p
por um indutor no coletor (V)
( )
Reta de carga
LCH RL iC continua

iC VCC IB
+ iRL
vCE
Q1 -
A componente alternada iC1
no transistor é a mesma vCE
da carga
VCC
PRF = (ic1·RL)2/(2·RL) VCC+iC1·RL
PCC = ic1·VCC t

η = PRF/PCC = ic1·RL/(2·VCC)
O máximo valor de ic1·RL é ic1·RL = VCC e por tanto, ηmax = 1/2 = 50%
R R e, tanto 50%.
Melhorou muito, mas ainda permanece baixo!

p
por um indutor no coletor (VI)
( )
Situação com o máximo sinal que se pode operar

Reta de
R t d carga
iC contínua

LCH 2iC1
RL IB
iC VCC

+ iRL
iC1=VCC/RL
vCE
Q1 - t vCE
ηmax = 50%.
VCC 2VCC

Qual é o rendimento máximo
t
quando o sinal não é a máxima
possível?

p
por um indutor no coletor (VII)
( )
Situação com o sinal abaixo do máximo que se pode operar

Reta de
R t d carga
iC contínua
LCH RL 2·VCC/RL
IB
iC VCC

+ iRL ΔiC
vCE
Pend. -1/RL
Q1 -
t vCE
VCC 2VCC
PRF = (ΔvCE)2/(2·RL)
(
PCC = VCC2/RL ΔvCE
t
η = PRF/PCC = 0,5·(ΔvCE/VCC)2
0 5·(

p
por um indutor no coletor (VIII)
( )

Reta de carga
Com transistores reais iC contínua
(não idealizados) 2·VCC/RL IB

(VCC-vCE sat)/RL Pend. -1/RL

vCE
VCC 2VCC
PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·R L)
PCC = VCC·(VCC-vCE sat)/RL
( )
VCC-vCE sat
η = 0,5·(VCC-vCE sat)/ VCC vCE sat
t

p
por um indutor no coletor (IX)
( )
Sinal modulado em amplitude
vce(ωmt, ωpt)
Reta de carga
vm iC continua
vp
2·VCC/RL
IB

vce(ωmt ωpt) = ΔvCE(ωmt)·sen(ωpt)
t, Pend. 1/R
Pend -1/RL
ΔvCE(ωmt) = vp[1 + m·sen(ωmt)]
vCE
m = vm/vp
VCC 2VCC
η(ωmt) = Δv
0,5·[ CE (ωmt)/VCC]2 ⇒
η(ωmt) = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m·sen(ωmt)]2

ηmed = 0,5·(vp/VCC)2·[1 + m2/2] t
ηmed max ⇒ vp = VCC/2, m = 1
ηmed max = 0,125·[1 + 1/2] = 18,75% Voltando a ser muito baixo!

Amplificador “Classe B” com um único transistor (I)
Circuito básico

Circuito ressonante a uma
frequencia do sinal de RF

C
L
Polarização VCC
+ - VCC
iC
+ iRL +
Rg
vCE RL vRL
+ - -
Q1
iC

180º

Amplificador “Classe B” com um único transistor (II)

C C -
L L
vRL
VCC Equivalente RL +
+ - VCC iC
iC
+ iRL + + iRL VCC
vCE vRL vCE iC
- - RL -
Q1 Q1
iC 180
180º

180º

C RL
-
Equivalente (salvo
iC vRL para uma tensão
iC L iRL + sobre a fonte)
180º

Amplificador “Classe B” com um único transistor (III)
Circuitos equivalentes (I)

iC iC +
C
iCpico
L vRL
RL -
180
180º

iCca
iCpico(1-1/π)
C +
180º
L vRL
IC iCca IC iC RL -
iCpico/π

Não genera tensão na carga

Amplificador “Classe B” com um único transistor (IV)
Circuitos equivalentes (II)
iCca iCca1

180º
iCpico(1-1/π)
= iCpico/2
+
iCca(ωt)
Harmônicos
iRL(ωt)

iCca1 Arm.
Os harmônicos se C +
curto circuitam
curto-circuitam pelo
capacitor L vRL
RL -

iCca1 (ωt) = (iCpico/2)·sen(ωt)
vRL(ωt) = RL·iRL(ωt) = -RL·iCca1(ωt) iCca1
iCca1 iRL +
vRL(ωt) = -RL·(iCpico/2)·sen(ωt)
iCpico/2 vRL
RL -

Amplificador “Classe B” com um único transistor (V)
Chamamos vce a componente alternada de
p
Retas de carga, ponto de vCE. Então:
trabalho (estático) e excursão v (ωt) = v (ωt) = -R ·(i
ce RL L Cpico/2)·sen(ωt) ⇒
do ponto de trabalho
p
vce( t) = -(RL /2) iCpico·sen(ωt) = -(RL /2) iC
(ωt) (R /2)·i ( t) (R /2)·i
Portanto:
C ΔvCE = iCpico·RL/2
/
L iC
Reta de carga
contínua
VCC 2·VCC/RL
+ - VCC Inclinação IB
iC -2/RL

+ iRL +
iC i
Cpico
vCE vRL Ponto de trabalho

- - RL
Q1 Inclinação 0 vCE
iC t 180º VCC
180º
ΔvCE
t

Amplificador “Classe B” com um único transistor (VI)
Cálculo do rendimento máximo possível
Reta de carga
C iC continua
L 2·VCC/RL
VCC Inclinação IB
VCC -2/RL
iC + -

+ iRL + iCpico
vCE vRL iCpico/π
Ponto de trabalho
- - RL
Q1 Inclinação 0 vCE
t 180º VCC
ΔvCE =
PRF = (ΔvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL)2/(8·RL) iCpico·RL/2
PCC = VCC·iCpico/π
p
ΔvCE
t
η = PRF/PCC = iCpico·RL·π/(8·VCC)

O máximo valor de iCpico é iCpico max = 2·VCC/RL e portanto
má imo alor 2V e, portanto:
ηmax = π/4 = 78,5% Uma melhora notável!

Amplificador “Classe B” com um único transistor (VII)


C Reta de carga
L iC continua
VCC 2·VCC/RL
iC + - VCC IB
+ iRL +
vCE vRL
- - RL
Q1
vCE
t VCC
ηmax = π/4 = 78,5% 180º 2·VCC

t

Amplificador “Classe B” com um único transistor (VIII)
Cálculo da potência máxima dissipada pelo transistor, PT
transistor Tr

PRF = (iCpico·RL)2/(8·RL) iC Recta de carga en
continua
PCC = VCC·iCpico/π 2·VCC/RL
IB
PTr = PCC - PRF ⇒
PTr = VCC·iCpico/ - (iCpico·RL)2/(8 RL)
i /π R /(8·R iCpico
PTr tem um máximo em:
iCpico/π
iCpico PTmax = 4 VCC/(π·RL)
4·V /(π R
Note-se que:
t 180º VCC vCE
iCpico PTmax < iCpico max = 2·VCC/RL
2V
PTrmax = 2·VCC2/(π2·RL)
A potência máxima de RF é: t ΔvCE
PRF max = (iCpico max·RL)2/(8·RL) ⇒
PRF max = VCC2/(2·RL)
Portanto:
PTrmax = 4·PRF max/π2 = 0,405·PRF max

Amplificador “Classe B” com um único transistor (IX)
Com t
C transistores reais
i t i

Reta de carga
iC contínua
tí
2·VCC/RL IB
Inclinação
2 (V v
2·(VCC-vCE sat)/RL -2/RL

vCE
t 180º VCC 2VCC

PRF = (VCC-vCE sat)2/(2·RL)
VCC-vCE sat
PCC = VCC·2·(VCC-vCE sat)/(π·RL)
η = π·(VCC-vCE sat)/(4·VCC) ⇒
vCE sat
t
η = 0,785·(VCC-vCE sat)/VCC

Amplificador “Classe B” com um único transistor (X)

vm Sinal modulado em amplitude
vp
Reta de carga
iC contínua
2·VCC/RL
ΔvCE(ωmt) = vp[1 + m·sen(ωmt)]
( ) [ ( )] Inclinação IB
-2/RL
2/R
m = vm/vp
iCpico(ωmt)
PRF = [ΔvCE(ωmt)]2/(2·RL)
/(2 R
Ponto de trabalho
PCC = VCC·iCpico(ωmt)/π
ΔvCE(ωmt) = iC i (ωmt)·RL/2 ⇒
t) R
Inclinação 0 vCE
Cpico

PCC = VCC·2·ΔvCE(ωmt)/(π·RL) VCC
η = PRF/PCC = π·ΔvCE(ωmt)/(4·VCC)
π Δv t)/(4 V
η = 0,785·vp[1 + m·sen(ωmt)]/VCC t
ηmed = 0,785·vp/VCC
0 785·v
ΔvCE(ωmt)
ηmed max ⇒ vp = VCC/2 ⇒ ηmed max = 39,26%

Amplificador “Classe B” com dois transistores (I)
Circuito básico: montado como Push-Pull (I)
Push Pull

Polarização
RL’ = RL/ 2
/n
Q1 iC1
+
vCE1 iRL
Rg
- +
+ RL
VCC vRL
+ -
- -
vCE2
Q2
+
+
iC2 1:1:n
11

Amplificador “Clase B” con dos transistores (II)

Circuito básico: montado como Push-Pull (II)

iB1
iRL
Q1 iC1
180º
iB1 + iC1
vCE1 iRL
- 180º +
VCC vRL
- -
iC2 RL
iB2 vCE2
Q2
+
iC2 180º 1:1:n
iB2

180º

Amplificador “Clase B” con dos transistores (III)
Circuito básico: montado como Push Pull (III)
Push-Pull

Reta de carga
iC1 contínua
VCC/RL’ Inclinação
-1/RL’
IB1
iCpico
RL’ = RL/n2 Ponto de trabalho

iC1 1:1:n vCE1
iC1 t
iRL vCE2 VCC t
180º +VCC +
vRL iCpico
iC2 -
IB1
RL
180º
iC2 iRL
VCC/RL’
iC2

Amplificador “Clase B” con dos transistores (IV)

Cálculo do rendimento máximo possível

PRF = iCpico2·RL’/2 iC1 Reta de carga
contínua
PCC = 2·VCC·iCpico/π VCC/RL’ Inclinação
-1/RL’
η = iCpico·RL’·π/(4·VCC) ⇒ IB1
η = 0,785·iCpico·RL’/VCC iCpico
Ponto de trabalho

Como: vCE1
t
iCpico max = VCC/RL’, então: vCE2 VCC t

ηmax = π/4 = 78,5% iCpico
IB1
Como no caso de um transistor
VCC/RL’
iC2

Amplificador “Clase B” con dos transistores (V)

Reta de carga
VCC/RL’ iC1 contínua

IB1

Ponto de trabalho
ηmax = 78,5%
,
t vCE1
Q1 iC1 vCE2 VCC t
+
vCE1 iRL
- +
VCC vRL IB1
-
-
-
- -
vCE2 RL
iC2 VCC/RL’
Q2
+
+
+
+
iC2 1:1:n

Ganancia de los amplificadores “Clase A” con bobina,
“Clase B” con un transistor y “Clase B” con dos transistores
iC Por comodidad, calculamos la
2·VCC/RL
1/RL
IB “Transresistencia” ΔvRL/ΔiB
ΔiC
En todos los casos:
ΔvRL= VCC, ΔiB = ΔiC/β
vCE
VCC 2VCC VCC/RL’ iC1
Clase A

ΔvRL/ΔiB = RL·β
β IB1

iC
ΔiC
2·VCC/RL
IB
vCE1
ΔiC vCE2 VCC
Classe B,
2 Trans.
vCE IB1 ΔiC
Classe B, VCC 2·VCC
1 Trans.
iC2 VCC/RL’
ΔvRL/ΔiB = RL·β/2 ΔvRL/ΔiB = RL’·n·β

Comparação entre amplificadores “Classe A”, “Classe B”
com um transistor e “Classe B” com dois transistores
Classe B

Rendimento Ganho de Impedância de
Amplificador
máximo tensão entrada iCmax Banda

Classe A
Cl 50% β/r
RL·β/rBE Linear 2·V
2 VCC/RL Larga
L

Classe B,
78,5% RL·β/(2·rBE) Não linear 2·VCC/RL Estreita
1 transistor

Classe B, Linear
78,5% RL’·n·β/rBE VCC/RL’ Larga
2 transistores

rBE = resistência dinâmica da junção base-emissor
RL’ = RL/n2

Circuitos de polarização das classes A e B
+VCC
+VCC
Para a base
do transistor
R
Polarização

P LCH
D
Para a base
iB C do transistor

Classe A
Inexistente no caso
de Push-Pull

VBE
0 Classe B

Amplificadores “Classe C”
Pode-se
Pode se atingir rendimentos máximos teóricos maiores que 78 5%?
78,5%?
O que deve-se sacrificar?

Circuito bá i
Ci it básico

C Circuito
L ressonante
Polarização VCC
+ - VCC
iC
+ iRL +
Rg
vCE RL vRL
+ - -
Q1
iC

< 180º

Amplificadores “Classe C” lineares (I)
Como conseguir um ângulo de condução menor que 180º?

iC vg
iB Rg VB +
VB+vγBE
vCE
+ + t
-
vBE
vg -
vγBE
γ iB
rBE
t
φC

Como conseguir proporcionalidade entre iB e vg?
C

Amplificadores “Classe C” lineares (II)
Relações entre as variáveis:
• vg = Vg pico·sen(ωt)
Vg pico·sen(ωt) – (VB + vγBE)
• Si (π φC)/2 < ωt < (π+φC)/2 iB =
(π-φ )/2,
Rg+rBE
• Si ωt < (π-φC)/2 o ωt > (π+φC)/2, iB = 0

• φC = 2·arcos[(VB + vγBE)/Vg pico] vg

Para se obter a proporcionalidade
entre iB e vg deve-se: VB+vγBE
- Variar VB+vγBE t
proporcionalmente a Vg pico. iB
- E que φC não varie.

t
φC

VB Amplificadores “Classe
+ - iC
C
C” lineares (III)
CB Realização física
iB Rg RB +
vCE
+ +
- vγBE
vBE
vg - rBE

vBE = vγBE + iB·rBE

VB = (Vg pico – vγBE)·RB/(RB + Rg + rBE)
p

VB + vγBE = Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) + vγBE·(Rg + rBE)/(RB + Rg + rBE)
Se Vg pico·RB >> vγBE·(Rg + rBE), então:
( )
VB + vγBE ≈ Vg pico·RB/(RB + Rg + rBE) ou seja, proporcional.
Como: vg = VB + vγBE + (Rg + rBE)·iB ⇒ vg >> vBE ⇒ Pequeno Ganho.
( ) q

Amplificadores “Classe C” lineares (IV)

Como:
C Vg pico·sen(ωt) – (VB + vγBE)
sen(ωt)
L i
iB =
VCC Rg+rBE
+ - VCC
iC φC = 2 arcos[(VB + vγBE)/Vg pico]
2·arcos[(V
+ iRL +
Então:
vCE vRL
- - RL iB = [sen(ωt) – cos(φC/2)]· Vg pico/(Rg+rBE)
/2)]
β
e, portanto:
/2)] β V
iC = [sen(ωt) – cos(φC/2)]·β·Vg pico/(Rg+rBE)
iC O valor de pico vale:
/2)] β V i
iC i = [1 – cos(φC/2)]·β·Vg pico/(Rg+rBE)
ICpico Cpico

Ou seja:
sen(ωt) – cos(φC/2)
φc iC = iCpico·
1 – cos(φC/2)

Amplificadores “Classe C” lineares (V)
sen(ωt) – cos(φC/2)
( t) (
iC = iCpico·
1 – cos(φC/2)

iCpico sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)
• Componente contínua: IC = ·
π 1 – cos(φC/2)
(φ )
iCpico φC– senφC
• 1º harmônico: iCca1(ωt) = · ·sen(ωt)
2π 1 – cos(φC/2)

• Demais harmônicos

C +
O resto dos
harmônicos se L vRL
curto-circuitam no IC iCca1 Arm. iC RL -
capacitor
p

Amplificadores “Clasde C” lineares (VI)
Circuito equivalente de corrente alternada

iCpico φC– senφC iCca1(ωt) iCca1(ωt)
iCca1( ) =
(ωt) · ·sen(ωt)
( ) +
2π 1 – cos(φC/2)
(φ
t vRL
RL -
Portanto:
vRL(ωt) = -RL·iCca1(ωt)
vce(ωt) = vRL(ωt) = -RL·iCca1(ωt)
i
C
iCpico φC– senφC L
vce = -RL· · sen(ωt)
2π 1 – cos(φC/2)
(φ ) VCC
+ - VCC
Ou seja: iC
RL φC– senφC + iRL +
vce = - · i ·sen(ωt)
2π 1 – cos(φC/2) Cpico vCE vRL
- - RL
β

Amplificadores “Classe C” lineares (VII)
Como:
Retas de carga, ponto de RL φC– senφCφ
vce = - · i ·sen(ωt)
trabalho (estático) e variação 2π 1 – cos(φC/2) Cpico
do ponto de trabalho
p Então:
RL φC– senφC
ΔvCE = · i
2π 1 – cos(φC/2) Cpico
Reta de carga
iC contínua Ou seja:
ΔvCE = RL’·iCpico
Reta de IB
carga
sendo:
RL φC– senφC
iCpico RL’ = 2π ·
Incl. 1 – cos(φC/2)
-1/RL’
Cálculo de vCE0:
vCE0 VCC vCE vCE0 = VCC –
t φC π-φC ΔvCE·cos(φC/2)
2 Valor da inclinação da “reta de
carga”:
ΔvCE -1/[RL’·(1 – cos(φC/2)]
t

Amplificadores “Classe C” lineares (VIII)
Cálculo do rendimento máximo possível (I)
PRF = (ΔvCE)2/(2·RL) = (iCpico·RL’)2/(2·RL)
iC
RL φC– senφC Inclinação
I li ã IB
RL’ = · -1/[RL’·(1 – cos(φC/2)]
2π 1 – cos(φC/2)

PCC = VCC·IC
I iC
Cpico

sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2) IC
IC = ·iCpico
p vCE0 VCC
π·[1 – cos(φC/2)]
[1 (φ
t φC π-φC vCE
η = PRF/PCC ⇒ 2
iCpico·RL’·[φC– senφC] ΔvCE
η = PRF/PCC =
4·VCC·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)] t

Logo η cresce com iCpico. Calculamos o valor máximo:
iCpico max = vCE0 min/[RL’ (1 – cos(φC/2)] = [VCC(1 – cos(φC/2))]/[RL’ (1 – cos(φC/2)] ⇒
’·(1 ( ( ’·(1 (
iCpico max = VCC/RL’

Amplificadores “Classe C” lineares (IX)
Cálculo do rendimento máximo possível(II)
Sustituindo iCpico por iCpico max:
Situação com o máximo sinal
[φC– senφC] que se pode operar
ηmax =
4·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)] iC
ηmax [%]
100
iCpico max
IB
Clase C
90 (ejempl.) Inclinação
80 Clase B
Cl -1/[RL’ (1 – cos(φC/2)]
1/[R ’·(1
70 Incl.
Clase A IC -1/RL’
60
50
vCE0 VCC 2·VCC
0 90 180 270 360
φC [º] t φC π-φC vC
2 E
Rendimento máximo real:
ΔvCE
( φ
(VCC - vCE sat)·[φC– senφC]
) [φ t
ηmax real =
4·VCC·[sen(φC/2) – (φC/2)·cos(φC/2)]

Amplificadores “Classe C” lineares (X)

Resumo das características:

Linearidade: Difícil, sacrificando o ganho.
Rendimento máximo: Alto, 80-90 %.
Ganho: Baixo.
Impedância de entrada: Não muito linear.
Corrente de coletor: Picos altos e estreitos.
Largura de banda: Pequena.

ATE-UO EC amp pot 53

Amplificadores “Classe C” “não lineares” (I)
O transistor trabalha “quase” em comutação
quase

C Circuito
L ressonante
t iC C +
VCC vRL
+ - VCC VCC L RL
iC -
+ iRL +
vCE RL vRL • O circuito ressonante vibra
livremente e repõe a energia que
- - transfere a carga nos períodos de
iC condução do transistor.
• O valor de pico da tensão de saída
é aproximadamente o valor da
i d t l d
tensão de alimentação:

vRL = VCC·sen(ωt)
• O rendimento é bastante alto.

Amplificadores “Classe C” “não lineares” (II)
Modulador de amplitude
- VCC’ = VCC+vtr
Amplificador
p
de potência vtr vtr
de BF
+

VCC’ + vCC’
C
L -
vCC
iC VCC’
+ - VCC
iC
+ +
vCE RL vRL vRL
- -
Q1

Amplificadores “Classe D” (I)
Circuito básico
+VCC

iC1 iD1
iL
D1 vRL
Q1 iL VCC/2
A L
+ -
iC2 iD2 + +
vA C vRL
D2 RL
- -
Q2
vA VCC/2

-
VCC/2

Amplificadores “Classe D” (II)
Análise
vRL
vA VCC/2 ΔvRL
+VCC
-
= + Harmônicos
H ô i
VCC/2

iC1 iD1 ΔvRL = (VCC/2)·4/π = 2·VCC/π
Logo a tensão de saída é proporcional a
D1 de alimentação ⇒ Pode-se utilizá-lo como
Q1 iL VCC/2 modulador de amplitude.
A
+ - L
iC2 iD2 + +
vRL • Menor frequencia de
vA C
D2 RL operação, porque os
- - transistores trabalham
Q2 ç
em comutação.

Amplificadores “Classe D” e “Classe E”
vA Classe D Classe E
iL vA vA
iL
iL

Comutação forçada pelos
diodos: bloqueiam quando os
transistores entram em iC1 iC1
condução.
+VCC
iC2 iD1
iC1 iD1 iC2
D1
Q1 iL VCC/2
A
iD2
+ - L
iC2 iD2 + +  Comutação natural pelos
C vRL diodos: bloqueiam quando se
vA RL
D2 - inverte a corrente ressonante.
-
Q2

Exemplo de um esquema real de amplificador de
p
potência (obtido do ARRL Handbook 2001)
Amplificador linear Classe B em Push-Pull

Push-Pull

Filtro passa-
baixa

Polarização

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