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![Oxner, ES 1982. FETs de potência e suas aplicações, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ.
Sze, SM 1981. Física de dispositivos semicondutores, John Wiley & Sons, New York.
1,7 Geral de semicondutores de potência Chave Requisitos
Alex Huang Q.
Um interruptor de semicondutor de potência é um componente que pode conduzir uma corrente quando é
comandadoON ou bloquear uma tensão quando é comandado OFF através de um controle. Esta mudança de condutividade é
tornada possível em um semicondutor por estruturas de dispositivos especialmente arranjadas que controlam o
transporte transportadoraportation. O tempo que demora para alterar a condutividade também é reduzida para o nível microssegundo
em comparação com o nível de um milésimo de segundo interruptor mecânico. Ao empregar este tipo de switch, um
corretamentesistema elétrico projetado pode controlar o fluxo de energia elétrica, moldando a eletricidade em desejado
formas.
Os parâmetros que descrevem o desempenho de um sistema de conversão de energia incluem fiabilidade,
eficácia,tamanho e custo. O interruptor de alimentação desempenha um papel importante na determinação dessas
performances de nível de sistema[1]. Para facilitar a análise, um conversor Buck simples mostrado na fig. 1.70a (conversor buck) e 1.70b
(As formas de onda de comutação) é utilizado como um exemplo. Existem dois interruptores SW e D F no circuito. O
finalidade deste circuito é o de fornecer energia proveniente de uma fonte de energia com uma tensão mais elevada
V CC para a cargacom uma tensão mais baixa V O requisito. Quando o SW interruptor de alimentação está ligada, a energia é entregue
a partir dofonte V CC através de interruptor SW, indutor L para a carga. Quando a tensão de saída for suficientemente elevada,
estaligação de energia será encerrado desligando SW. Energias armazenadas em G e C S irá manter a carga
tensão. As formas de onda típicas de circuito estão representadas na Figs. 1.70a e b suas formas de onda de
comutação. Ocircuito tem quatro modos de funcionamento diferentes: (1) ( t 0 - t 1 ) SW off e D F on; (2) ( t 1 - t 3 ) SW transformar-on
e D Fdesligar; (3) ( t 3 - t 4 ) SW on e D F off; (4) ( t 4 - t 6 ) SW turn-off e D F transformar-on.
Geralmente, os seguintes parâmetros são importantes para um interruptor de semicondutores concebido pelo
poderaplicações de conversão:
1. capacidade de transporte de corrente máxima
2. capacidade máxima de bloqueio de tensão
3. queda de tensão para a frente durante ON e sua dependência da temperatura
4. A corrente de fuga durante OFF
5. capacidade térmica
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SW L
+ V SW - V 0
I SW
V cc
I L
+
D F
C OI D R L
(A)
Controle
I L
I L
I SW
V CC
V SW
V CC
V D
I LI D
t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6
Mudar transformar-on Mudar turn-off
Diode turn-off Diode turn-on](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-63-320.jpg)
![(B)
FIGURA 1.70 (A) conversor Buck e (b) as formas de onda de comutação.
6. Mudando tempos de transição durante tanto transformar-on e turn-off
7. Capacidade de ficar dV / dt quando o interruptor estiver desligado ou durante o turn-off
8. Capacidade de ficar dI / dt quando o interruptor é ON ou durante turn-on
9. controlável dI / dt ou dV / dt capacidade durante a transição de comutação
10. Capacidade para resistir tanto de alta corrente e tensão simultaneamente
11. perdas de comutação
Exigência de potência 12. Controle e complexidade do circuito de controle
Os itens acima podem ainda ser divididos em três categorias: parâmetros estáticos, dinâmicos e de controle.
Itens 1 a 5 referem-se ao desempenho estática de um switch. Ambos ratings de corrente e tensão descrever o
capacidade de potência de um interruptor. Para uma determinada aplicação, os dispositivos com maior corrente e
tensãoclassificações são mais robustos para sobrecorrente transitória e de tensão devido a transições de comutação de
circuitos ou falhas,aumentando a confiabilidade de nível de sistema. Para o conversor buck, a corrente nominal do SW quando está
ligado
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é igual à corrente do indutor de saída. No entanto, SW vai experimentar maior corrente de pico durante
o período de turn-on entre t 2 e t 3 devido ao diodo D F recuperação reversa. Quando a carga R L está em curto ou
D F é falha em curto, SW vai observar uma corrente de falta muito maior.
Baixa queda de tensão direta e chumbo fuga de corrente para uma menor perda de energia, o que é bom do
eficiência energética e do ponto de vista de gestão térmica. Entre t 0 e t 1 , SW está ligado e o seu poder
dissipação é ( I L V F ), onde V F é a queda de tensão directa de SW. Entre t 3 e t 4 , SW está desligado e seu poder
dissipação é ( V CC I LKG ), onde eu LKG é a corrente de fuga de SW. Boa capacidade térmica, que refere-se a
a resistência térmica do dispositivo até à temperatura ambiente e a temperatura máxima, o dispositivo pode suportar,
permite que o dispositivo funcione a sua máxima potência nominal em vez de ser limitado pelo gerenciamento
térmico.Itens 6 a 11 estão relacionadas com o comportamento dinâmico de um switch. Tempos de transição curtos são
obrigatóriospara aumentar a frequência de comutação e reduzir as perdas de comutação. A última é causada pela sobreposição
decorrente e tensão na chave. Para o conversor buck, o tempo de transição turn-on de SW é ( t 3 - t 1 )
e o tempo de transição turn-off é ( t 6 - t 4 ). A corrente / tensão do interruptor se sobrepõe; daí, a sua comutação
as perdas são aproximadamente proporcionais aos tempos de comutação. Item 7 descreve o externo dV / dt imu-
dade do dispositivo. Num sistema, o comutador está geralmente exposta a um ambiente electromagnético complexo.
No entanto, o estado e o funcionamento do interruptor só deve ser controlado por seu comando de controle
em vez de o meio ambiente. Quando a chave está no estado OFF ou durante a operação de turn-off, o comutador
deve ficar OFF ou continuar seu processo de desligamento não importa o que o externo dV / dt em toda a sua ânodo
ecátodo (ou coletor / emissor) é. Da mesma forma, há uma dI / dt exigência quando o detector está ligado ou durante
a transição turn-on. Dispositivos com um tamanho de célula grande, como o portão turn-off (GTO) thyristor têm
menorDI / dt limitações por causa do longo tempo necessário para a atual distribuição uniforme.
Embora uma boa interruptor deve ser capaz de resistir a variações de tensão e de corrente dinâmica graves,
deveriatambém ser capaz de fornecer o sistema com um ruído electromagnético aceitável. Isto requer a controlável
dI / dt e dv / dt capacidades de a chave [2]. Um típico turn-on operação de um interruptor em um poder
sistema de conversão está associada a um turn-off processo de outro switch (ou diodo). A dl / dt é geralmente
determinada pelo turn-on interruptor e compartilhado pelo interruptor de turn-off , que pode não ser capaz de suportar
a alta dI / dt . Por exemplo, um diodo tem um problema de turn-off e alto turn-off dI / dt pode superestimar-lo.
No conversor buck, o turn-off do diodo D F é acompanhado com o turn-on de SW de partida
do t 1 . A queda dI / dt da D F do é igual à do aumento dI / dt da SW. Depois de t 2 , D F entra na sua
processo de recuperação reversa, a atravessar o seu mais alto poder instante antes de sua atual finalmente vai para
zero.Para proteger esses dispositivos associados de forma eficaz, o máximo turn-on dI / dt deve ser limitado. Da mesma
forma,Numa operação típica de um interruptor num circuito de conversão de energia de desligar está associado com um
processo de ligar novamentede outro switch (ou diodo). O dv / dt é geralmente determinada pelo interruptor turn-off e compartilhado pelo
ative o interruptor, o que pode não ser capaz de suportar a elevada dV / dt . O máximo dV / dt do ativo
chave deve ser limitada para proteger os interruptores associados. Ambos dV / dt e dI / dt controles normalmente
requeremum dispositivo de possuir uma área de operação segura polarizado diretamente (FBSOA) [3]. O FBSOA define um
máximo V -I região em que o dispositivo pode ser comandado para funcionar com alta tensão e de corrente simultânea.
A corrente do dispositivo pode ser controlada através da sua porta (ou base) e o comprimento da operação é apenas
limitado pela sua limitação térmica. Dispositivos com FBSOA normalmente têm uma região activa em que o
dispositivocorrente é determinada pelo nível do sinal de controlo, como é mostrado na Fig. 1.71 . Deve notar-se, no entanto,
que dI / dt controle na prática, significa retardar o processo transitório e aumentando o turn-on perda.
Durante um processo típico de turn-off indutivo, a tensão de um interruptor vão subir e seu atual diminuirá.
Durante a transição, o dispositivo observa tanto de alta voltagem e corrente elevada simultaneamente. Figura 1.72
descreve a trajetória de corrente-tensão típica de um processo de desligar indutiva, como é o caso no corço
circuito mostrado na fig. 1.70a e b , entre t 4 e t 6 no domínio do tempo. A corrente do dispositivo permanece
constante enquanto que a sua tensão sobe. Sua corrente começa a diminuir uma vez que sua tensão atinge o seu
valor nominal.O pico de tensão é provocada por o dI / dt e indutância parasita no circuito de comutação de corrente. No
I - V plano do dispositivo, a curva que define a tensão máxima e de limite de corrente dentro do qual
o dispositivo pode desligar com segurança, é referida como área de operação segura, a tendenciosa-reverse
(RBSOA) [4] dodispositivo. Obviamente, o RBSOA de um dispositivo deve ser maior do que toda a sua possível turn-off I - V
trajetórias.Dispositivos sem uma grande RBSOA bastante precisa de um circuito externo (como um circuito de comutação](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-64-320.jpg)
![EU
sem snubber
Eu nom
com amortecedor
VV NOM
FIGURA 1.73 Vire-on IV trajetórias de um dispositivo sob uma condição típica carga indutiva.
EU
dispositivo sem capacidade de limitação de corrente
I LIM
dispositivo com capacidade de limitação de corrente
Eu nom
V
FIGURA 1.74 Atacante IV características dos dois tipos de dispositivos com e sem auto-limitação de corrente capacidade.
Artigo 10 define a capacidade de um switch para suportar a alta potência instantânea. No entanto, esta
capacidadedurante turn-on e turn-off será diferente para um dispositivo semicondutor por causa da diferença de
distribuição transportadora livre. RBSOA é principalmente utilizado para descrever a capacidade de desactivação de
um dispositivo, enquantoFBSOA é usado para medir a sua capacidade de turn-on. FBSOA, como sugere seu nome, também é usado para
medira capacidade de um dispositivo para suportar a alta tensão e alta corrente CC e sob condições de curto-circuito.
Um curto-circuito de carga é uma ameaça para o dispositivo que está ligado ou é ligar em um circuito típico. A
temporáriocarregar curto pode introduzir uma corrente extremamente elevada que gera alta dissipação de potência instantânea,
levandopara a falha do interruptor. Para proteger eficazmente o interruptor sob uma condição de curto-circuito, a habilidade
para limitar a sua corrente máxima, para uma dada tensão de CC é necessária. Neste caso, a potência de pico
instantâneo é 2
( V CC I LIM ), enquanto que para um dispositivo sem essa capacidade é (/ r ), onde V CC é a tensão de CC, que LIM é aV CC
limitação da corrente máxima do aparelho, e r é a resistência efetiva de um dispositivo enquanto ele estiver ligado.
Uma vez que r é normalmente baixa em um dispositivo prático, o poder instantâneo de um dispositivo sob uma carga
de curto-circuito. sem a limitação máxima atual é muito maior Figura 1.74 mostra a I - V características durante
o estado ON para dispositivos com ou sem a capacidade de auto-limitação de corrente.
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A capacidade de um interruptor de corrente para limitar o seu valor máximo, independentemente da tensão
aplicada é um eficazmétodo para limitar o seu poder imediato. Um dispositivo com capacidade FBSOA normalmente tem auto-limitação
de correntecapacidade e, consequentemente, pode sobreviver a uma falha de curto-circuito para um curto período de tempo
como determinado pela sua térmicalimitação [5].
Referências
1. M. Nishihara, diversidade eletrônica de potência, apresentado no IPEC '90, 1990, 21-28.
2. R. Chokhawala et al., As considerações Portão de unidade para módulos IGBT, apresentados na IAS 92, 1992,
1186-1195.
3. BJ Baliga, Tendências em dispositivos semicondutores de potência, Electron Devices IEEE Trans., 43 (10) 1717-
1731,1996.
4. DY Chen, G. Carpenter, e FC Lee, RBSOA caracterização de dispositivos GTO, em PESC '93 Record,](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-66-320.jpg)
![24 Anual IEEE 1993, 489-495.
5. HC Eckel et al., Otimização do desempenho turn-off de IGBT em mais e curto circuito
atual, na 5ª Conferência Europeia sobre Eletrônica de Potência e Aplicação Rec., 1993, 317-322.
1,8 Gate Turn-Off Tiristores
Alex Huang Q.
O primeiro interruptor de alimentação semicondutores que foi colocado em uso foi o retificador controlado de silício
(SCR) [1]inventado em 1950. O SCR é um dispositivo trava-up com apenas dois estados estáveis: ligado e desligado. Não faz
tem FBSOA. Ele pode ser mudado de OFF para ON emitindo um comando em forma de um pequeno gateway
desencadeando actual. Isto irá iniciar um processo de feedback positivo que acabará por ligar o dispositivo.
O SCR tem um bom trade-off entre a sua queda de tensão para a frente e tensão de bloqueio por causa da forte
modulação condutividade fornecidas pelas injeções de ambos os elétrons e buracos. Além disso, a estrutura
de um SCR é muito simples do ponto de vista do fabrico, pois a sua porta pode ser colocada em um pequeno
região. O tamanho de um único SCR pode, portanto, ser facilmente ampliado para aumentar a capacidade de
corrente dadispositivo sem muitos problemas de processamento. Há 8,0 kA / 10,0 kV SCR comercialmente disponíveis
que usam um 6-em. wafer de silício para a condução de corrente. No entanto, SCRs não pode ser desligado através
de suacontroles de portão.
Por causa da limitação da controlabilidade turn-off do SCR, o portão turn-off (GTO) thyristor
[2] foi posteriormente desenvolvida. Como o seu nome indica, um GTO é um dispositivo que pode ser desligado
atravésseu controle portão. A sua estrutura básica é muito semelhante ao de um SCR. No entanto, muitos dedos de porta
são colocadosna GTO circundante seu cátodo. Durante uma operação de turn-off, o mecanismo de trava-up pode ser quebrado
através do controle do portão. A GTO é, portanto, um dispositivo com controle de portão completo e semelhante
corrente alta-tensãoclassificação de um SCR. Até o momento, o GTO tem a maior potência e melhor trade-off entre o
bloqueio de tensão e a perda de condução de qualquer interruptor totalmente controlável. No entanto, o desempe-
dinâmicomance de GTOs é pobre. A GTO é lento em ambos virar-on e turn-off. Falta-lhe FBSOA e tem pobre
RBSOA por isso requer snubbers para controlar dV / dt durante a transição turn-off e dI / dt durante turn-on
transição.
O tiristor GTO foi um dos primeiros interruptores semicondutores de potência com controle de portão completo. Ele
tem servido muitas aplicações de potência que variam de baixa potência (abaixo de 100 W) em seus primeiros anos
de altapoder-se a centenas de megawatts. A GTO state-of-the-art pode ser fabricada em uma pastilha de silício do tamanho
como 6 em. e pode ser avaliado até 6,0 kA e 6,0 kV [3]. Esta classificação é muito maior do que as classificações de
qualqueroutros dispositivos totalmente controlável.
Os parâmetros estáticos GTO são excelentes: baixa perda de condução devido à sua transportadora dupla face
minoriainjeção, alta tensão de bloqueio, e de baixo custo, devido à sua fabricação em larga wafer único. No entanto, a sua
desempenho dinâmico é pobre. Os requisitos de um dV / dt snubber durante turn-off operação, um dI / dt
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snubber durante turn-on operação, e mínima dentro e fora vezes fazer o GTO difícil de usar. Para
melhorar o desempenho dinâmico do GTO, mantendo seu bom desempenho estático, uma melhor
compreensão do mecanismo da GTO é necessário. Nesta seção, o princípio de funcionamento básico
do GTO, as suas vantagens e desvantagens, e o mecanismo que determina o seu desempenho está
resumido e discutido. Um novo conceito de condução de portão, ou seja, turn-off de ganho unitário, é então
introduzida.As vantagens deste método de condução especial são analisados e discutidos. Abordagens Finalmente, conhecidos
todosque fazem uso desta técnica de condução especial estão resumidas.
GTO Atacante Condução
Figura 1.75a ilustra a estrutura da célula e do perfil de doping de um GTO alta potência típica. Figura 1.75b
mostra o modelo GTO com dois transistores; e Fig. 1.75c é uma fotografia de um 4-in. GTO junto com seu portão
liderar. A estrutura é uma de três terminais, quatro camadas pnpn estrutura com uma levemente dopado n -
tensão de
bloqueiocamada no centro [4]. O eléctrodo externo sobre a p +
camada é chamado o ânodo onde o actual
normalmente flui para dentro do dispositivo. O eléctrodo externo no n +
camada é chamado o cátodo de onde
a corrente flui normalmente fora. O eletrodo no interno p camada ( p -base) é chamado o portão, que
é usado para controle.
O princípio de funcionamento de um GTO pode ser compreendida através do seu modelo de circuito equivalente
mostrado nasFigo. 1.75b . A pnp transistor representa as três camadas superiores do GTO, enquanto o npn transistor
Anódio Doping Perfil
P +
J1
I A
N-
(A)](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-67-320.jpg)
![mais injeção eletrônica da junção J 3 . Quando ambos os transistores operam com um ganho de corrente suficiente,
uma
mecanismo de feedback positivo é suficiente para resultar numa trava-se.
Deixe o ganho de corrente de base comum de pnp e npn ser α pnp e α npn , respectivamente. Normalmente, α pNPP
é menor do que α NPN desde o PNP é uma estrutura em toda a base. O fluxo de corrente no interior de um GTO está
ilustrado naFigo. 1.77 . Na junção J 2 , a corrente devido à injeção lado cátodo é α npn I K ; a corrente devido ao lado do ânodo
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injecção é α pnp I A ; e a corrente de fuga é I L . De acordo com a lei de Kirchhoff,
I A = α pnp I A + α npn I K + I L (1.12)
e
I A = I K - I L (1.13)
Combinando estas equações,
I A = ( α pnp I L + I L ) / (1- α pnp α npn ) (1,14)
Esta equação mostra que a estrutura do tiristor pode manter a sua corrente de ânodo, por si só uma vez que a
somado ganho de corrente de base comum ( α PNP + α npn ) de ambos os transistores se aproxima da unidade. Para um
GTO, α npné projetado baixo e é normalmente dependendo I G para garantir a sua capacidade de transformar-off portão. Este
serádiscutido mais tarde. Com esta capacidade de auto-sustentação, o portão de um GTO não precisa fornecer uma
grande quantidade deatual e não precisa estar muito perto de seu cátodo como é necessário em um transistor de junção bipolar
Projeto (BJT). A dimensão de uma célula típica GTO mostrado na Fig. 1.75 é de 100 a 150 μ m de largura. Isto é
muito grande em comparação com a micron e / ou mesmo processo utilizado para submicron modernas e os
MOSFETsporta isolada transistores bipolares (IGBTs). O projeto de tamanho de célula grande é custo-efetivo e torna possível
para fabricar grandes dispositivos single-die para aumentar a sua capacidade atual. A state-of-the-art GTO morrer é
tão grandecomo 6-in. de diâmetro, com uma capacidade de corrente de desligar de até 6,0 kA [3]. A Figura 1.75c mostra um
grandeGTO fabricados pela ABB. O GTO mostrada é fabricada com um 4-in. bolacha de silício que consiste de milhares
de células, como a mostrada na Fig. 1,75 e embalado em um chamado pacote press-pack ou hóquei-puck.
A estrutura de grandes células na GTO introduz um problema espalhando corrente durante o turn-on
transição de um GTO. Quando uma corrente de porta é injectado, a tesão ocorre primeiro na proximidade do portão
contato. A área de condução, em seguida, se espalha por todo o resto da zona do cátodo. Isto pode ser
caracterizadopor uma velocidade de propagação da chama da velocidade de escoamento [5]. Medidas experimentais [6]
demonstraramuma velocidade de escoamento típico de 5.000 cm / s. Esta velocidade depende também dos parâmetros de
concepção GTO, ogate transformar-on corrente de injeção, e sua dI G / dt .
Devido a essa velocidade de escoamento, é preciso tempo para toda a célula GTO para ligar. Para evitar a
sobrecargaa parte da célula que é ligada em primeiro lugar, a taxa de aumento da corrente do ânodo deve ser limitada. Este
define o turn-on máximo dI / dt de prescrição de uma GTO.
As principais vantagens do GTO são a sua baixa queda de tensão para a frente e capacidade de bloqueio de alta
tensão.Estes podem ser entendidos como os principais benefícios de sua dupla face mecanismo de injeção de portadores
minoritários.Para GTO de alta tensão, uma grossa e levemente dopado n é necessário -base (ver Fig. 1.75 ). A tensão para a
frentegota, neste caso, é determinado, principalmente, pela queda de tensão resistivo na região de bloqueio de tensão
ondeportadores minoritários desempenham um papel importante.
Figura 1.78a mostra a distribuição dos portadores minoritários no n -
região de um GTO e Fig. 1.78b mostra
o caso de um IGBT (ver Seção 1.9). Para o mesmo design tensão de bloqueio, os seus n -
regiões devem ter
espessura semelhante e dopagem. Uma vez que existe apenas um transistor na estrutura IGBT, portadores
minoritáriosapenas pode ser injectado a partir de um dos lados; por conseguinte, a modulação da condutividade na n -
região é
mais fracodo que a do GTO. No GTO, uma vez que existem dois transistores, portadores minoritários pode ser injectado a
partir deambas as extremidades, fazendo uma distribuição de plasma mais uniforme em toda a área. Para um de 4.5 kV
state-of-the-artGTO, a sua queda de tensão para a frente a uma densidade de corrente de 50 A / cm 2
pode ser tão baixo como 2,0
V [7] se uma constantegate presentes de injeção de corrente. A Figura 1.79 mostra as características apresentadas no estado de um GTO
state-of-the-artfabricado pela ABB [7]. A queda de tensão para a frente em 2000 A é de apenas cerca de 1,5 V para este GTO de
4,5 kV.Este resultado é típico de um GTO baixa perda de condução.
© 2002 por CRC Press LLC](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-69-320.jpg)
![FIGURA 1.79 Características no estado de 5SGT 40L4502, a 4 kA, GTO de 4,5 kV a partir ABB.
I G
Portão I AI L
N P N P
I K α NPN I K
Anódio
α PNP I ACátodo
J3 J2 J1
FIGURA 1.80 O fluxo de corrente dentro do GTO quando seu portão está retirando atual.
A relação entre a corrente ânodo para a corrente de porta em que o nível de um GTO é desligado é definida como
aturn-off ganho. A partir da Eq. (1,17), o ganho máximo de desligar [4] pode ser expressa como:
I A α npn
βm ≡ ----= ---------------------------------- (1,18)
I G α PNP + α npn - 1
Um grande ganho de turn-off é normalmente desejável reduzir as exigências actuais do controlador de portão. A
inferior ( α PNP + α npn valor) é necessária para garantir um ganho turn-off razoável. É também importante realçar
que α NPN em Eq. 1.18 não é uma constante; normalmente diminui quando actual portão I G aumenta.
Quando um GTO é OFF, junção seu J 2 é inverter tendenciosa e pode suportar uma alta tensão aplicada entre
seu ânodo e cátodo, tal como mostrado na Fig. 1.81a . Se a junção J 3 é inverter tendenciosa ou em curto pelo portão
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Portão
Em
E-campo Anódio
N P N P
Cátodo
J3 Δ x J1
J2
V AK
- +
(A)
Portão
Em
N P N E-campo P Anódio
Cátodo
J3 J2 Δ x J1](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-71-320.jpg)
![V AK
+ -
(B)
FIGURA 1.81 Perfil campo elétrico quando um GTO está bloqueando a frente (a) e tensão reversa (b).
condutor, a tensão máxima para a frente bloqueando BV AK do GTO é determinado pela quebra avalanche
capacidade do pnp transistor sob a condição-base aberta [8]. Esta tensão pode ser expressa como:
BV AK = (1 - α pnp ) 1 / nBV j2 (1,19)
onde α PNP é o ganho de corrente de base comum do PNP estrutura em níveis baixos atuais; n é um empírico
constante, e BV J2 é a tensão de ruptura avalanche do pn -junction J 2 . Uma vez que este pnp tem uma ampla
estrutura de base, o seu ganho atual base comum α PNP é baixo quando comparado com um transistor bipolar normal.
Assim, a capacidade de bloqueio de tensão directa BV AK de um GTO é muito estreita para a tensão de ruptura
da junção J 2 .
Um GTO também pode bloquear uma tensão inversa por sua junção J 1 , como mostrado na Fig. 1.81b . Quando a
junçãoJ 3 é fechado, a capacidade de bloqueio de tensão inversa é igualmente determinada pela quebra avalanche
do PNP estrutura sob a condição-base aberta. A GTO com a frente e para reverter o bloqueio
ferramenta é chamada de simétrica bloqueando GTO. A maioria dos GTOs fabricados hoje, no entanto, são
assimétricasGTOs porque a capacidade de bloqueio reverso não é utilizado ( J 1 junção não foi concebido para suportar alta
tensão reversa) ou não pode ser utilizado por causa de outros requisitos de projeto, tais como a necessidade de
introduzirânodo de curto na junção J 1 para acelerar o turn-off.
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GTO Prático Turn-Off Operação
A capacidade de turn-off de um GTO está limitada dominantemente por uma distribuição de corrente não uniforme
(também chamadoproblema atual filamentação) durante transitória turn-off. Isto faz com que a corrente de concentrado para poucos
GTOcélulas e destruir o dispositivo com a tensão de alimentação elevada. Além disso, a corrente é acreditado
filamentaçãoa ser iniciada pela avalanche dinâmica (ver próxima seção), em, uma área de grande GTO não homogêneo.
A GTO normalmente requer um dV / dt circuito de amortecimento para realizar operação real turn-off sob alta
tensão e alta condição atual. Isso ocorre porque uma grande GTO atual turn-off falhará sem tais
um dV / dt amortecedor como um resultado da sua pequena RBSOA. Este pequeno RBSOA é causada por uma
corrente não uniformedistribuição ou problema filamentação atual no GTO.
A Figura 1.82 apresenta uma configuração prática na qual um típico dV / dt de amortecimento formado por D S , R S
, e C S é usado,e Fig. 1.83 mostra um GTO típico turn-off característica sob condição snubbered. Antes de t 0 , o GTO é
EM, então uma corrente é construída na carga indutor L L e o dispositivo sob teste (DUT). A corrente de ânodo I Um
R I D I
di / amortecedor dt
D F
V AKL I
dv / dt snubber
L L I A D s R s
DUT
L strayEUG
V DC Cs-V OFF
+
(A)
I A
P
GTO N
L G
P
N
> 300nHSW EUG
I K](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-72-320.jpg)
![18VV OFF
(B)
FIGURA 1.82 (A) O circuito de turn-off de um GTO com um típico RCD dV / dt amortecedor. (B) unidade portão GTO típica
circuito com um grande portão de indutância L G .
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FIGURA 1.83 GTO típica características de desligamento sob dV / dt condição amortecedor.
é aproximadamente igual à corrente de cátodo I K , porque a corrente de porta I G é negligenciável. Partindo
tempo t 0 , uma tensão negativa V OFF é aplicado à porta do GTO. A corrente de porta I G , em seguida, diminui
linearmente a uma taxa determinada pelo turn-off tensão da porta negativa aplicada V OFF eo vadio levar portão
indutância L G . Em t 1 , o dispositivo não poderia manter por mais tempo o trinco de modo que a corrente anódica
começa adecadência. A corrente de carga do indutor é desviada para o dV / dt caminho amortecedor. Em t 2 , quando o ânodo
atual observa seu máximo dI / dt , a tensão ânodo mostra um pico devido ao stray indutância L S em
o dV / dt caminho amortecedor. No t 3 , a corrente de ânodo entra na sua fase cauda. Em t 4 , a tensão de ânodo
alcança o DCtensão link para que o diodo de roda livre D F será a realização. A energia na indutância parasita no
circuito de fornecimento de energia, diodo de roda livre, e o dV / dt amortecedor é liberado para o capacitor de
amortecimento,causando um outro pico de tensão. A queda de tensão entre o ânodo t 4 e t 5 é devido à recuperação do reverso
o dV / dt diodo amortecedor D S . A trajetória turn-off de um GTO com um dV / dt amortecedor é significativamente
reduzida, como mostrado na Fig. 1,72 (ver Seção 1.7 em geral de semicondutores de potência Chave Requisitos).
Avalanche Dinâmico
Sob um campo eléctrico elevada, um processo de avalanche ocorre dentro do silício. O campo eléctrico estático
críticaé uma função do perfil de dopagem. Quanto mais baixa for a dopagem, o inferior o campo eléctrico avalanche crítico.
A tensão estática avalanche de um único lado abrupto pn -junction é determinada tanto pelo eléctrico crítica
campo e a largura da região de depleção.
Enquanto a junção reversamente polarizada conduz corrente elevada, como é o caso de um GTO turn-off com ou
sem um dV / dt amortecedor, a tensão de avalanche diminui significativamente por causa da existência de
transportadoresna região de depleção. Este processo é chamado de avalanche dinâmico [9]. A Figura 1.84 apresenta a secção
transversalde um pnp transistor sob tanto estresse de tensão e corrente. A turn-off GTO com um dV / dt amortecedor entra
o pnp modo de condução entre t 2 e t 3 , como mostrado na Fig. 1.82 . Assumindo transportadoras na depleção
região estão se movendo em sua velocidade de saturação, em seguida, tanto a densidade de corrente de ânodo eo
ânodo-cátodotensão pode ser expressa como:
J Um= VPQ s (1.20)
V AK = E m W E/ 2 (1,21)
≈ ( ε s E 2) / 2 qp= ( ε s EC
2
) / ( J A / v s ) (1,22)
onde p é a densidade de furo na região de esgotamento, E C é o campo eléctrico crítico causando avaria avalanche,
e v S é a velocidade de saturação de furos. Na região de depleção, os buracos são as únicas transportadoras. Na
presençade furos na região de esgotamento, a densidade de carga na região de depleção é superior em comparação com o
caso sem que a corrente, de modo que o pico do campo eléctrico é também maior no mesmo largura da região de
depleção.
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![FIGURA 1.84 Avalanche na junção dinâmica bloqueio de um pnp estrutura.
No momento em avalanche dinâmica acontece, a densidade de potência do dispositivo, que é o produto
de tanto a corrente como a tensão aplicada no dispositivo, pode assim ser expresso como:
2
J A V AK= ε s v s E/ 2 (1,23)
que é cerca de 200 a 300 kW / cm 2
para o silício.
O início da própria avalanche dinâmica não é uma condição estável, porque o veículo não é gerado
suficiente para manter a corrente. Por isso, não é uma condição de falha do ponto de vista da física
do dispositivo. A avalanche dinâmica é, no entanto, considerada como o mecanismo de falha do GTO
porque ele vai iniciar uma distribuição de corrente não uniforme entre os GTOs-wafer de grande porte. O actual
aglomeração ou filamento corrente formada após o início da avalanche dinâmica é suficiente para destruir o
dispositivoem um local sob a forma de uma mancha derretida [10].
Non-Uniform de desligamento de processo entre as células GTO
Para um GTO de alta potência, o poder turn-off instante obtidos experimentalmente ele pode suportar, é muito
inferioro valor definido pela quebra avalanche dinâmica mostrada na Eq. (1,21). Assim, um GTO precisa da ajuda de um
dV / dt amortecedor para moldar sua turn-off I - V trajetória, como é mostrado na Fig. 1,72 , e para reduzir o máximo
imediata de potência média do circuito externo pode aplicar. Atual distribuição não uniforme ou filamento atual
[10] entre células GTO durante a operação de turn-off é responsável por esta limitação. O filamento de corrente pode
ser formado no início de o desvio devido a diferenças nos tempos de armazenamento ou causada pelo aparecimento
dea avalanche dinâmica durante o turn-off quando a tensão e corrente são ambos de alta [11].
Filamentação atual Causada pelo tempo de armazenamento Diferença
O processo de ligar-desligar não uniforme pode ser compreendido considerando dois células GTO em paralelo,
como émostrado na fig. 1,85 e 1,87 . As duas células são idênticas exceto quanto ao tempo de armazenamento. Este tempo
de armazenagemdiferença é considerada inevitável em alta corrente GTOs por causa de diferenças na vida transportadora,
espessura wafer, e doping. Embora apenas dois são mostrados células, GTO1 pode representar um grupo de mais
lentoao passo que as células GTO2 representa um grupo de células mais rápidas. O processo de turn-off começa a partir
de t 0 . Uma vez que tem ummenor tempo de armazenamento, GTO2 desliga antes em t 1 . A corrente originalmente partilhada por GTO2 é agora
transferido para GTO1. No t 2 , GTO1 é desligado com o dobro da atual anterior. Vire-off falha pode acontecer
se a sua corrente em t 2 exceder a capacidade máxima de turn-off de GTO1. Isto pode facilmente ser o caso quando
o número de células mais rápida é muito maior do que o número de células mais lentas. Este tipo de falha
tipicamenteocorre no início do GTO ligar-desligar antes de aumentos de tensão e é causada por uma formação rápida
filamento de corrente devido à diferença de tempo de armazenamento.
O que faz com que este tipo de falha provável é que há também um mecanismo de feedback positivo que vai
promoveraumentar a diferença de tempo de armazenagem, como mostrado na Fig. 1.86 . Na maior densidade de corrente, o
base-comum
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![carga armazenada (plasma) na GTO.
dissipada nas células estressadas pode causar falha permanente, porque a temperatura pode ser muito alta.
Após o fracasso do dispositivo, um dispositivo GTO perde a sua capacidade de bloqueio e se comporta
resistivamente.Por conseguinte, pode concluir-se que a combinação de diferenças de tempo de armazenamento e o
aparecimento depossível avalanche dinâmica localizada torna a capacidade de turn-off de um GTO pequena. RBSOAs práticas
de GTOs de alta potência estão abaixo dos 50 kW / cm 2
a alimentação da linha constante. Esta baixa limitação
obriga ouso de um dV / dt amortecedor. Mesmo com um dV / dt amortecedor, insuficiência GTO ainda pode ocorrer se a
potência instantânea émuito alta em t 2 e exceder o limite RBSOA do GTO nessa instância tempo. O pico de tensão em t 2
pode ser reduzido, minimizando a indutância de dispersão da dV / dt amortecedor. O tamanho do amortecedor ( C s
value) é normalmente entre 3 a 6 μ F. As desvantagens da utilização de um dV / dt amortecedora são o aumento da
contageme tamanho dos componentes, a sua perda de alta energia, e o aumento da sua exigência de gestão térmica
arrefecer resistor R s .
As preocupações da atual distribuição não uniforme também mandatar uma classificação mínima no tempo para
GTOspara garantir que a corrente de condução é uniformemente distribuída no estado ON antes de um turn-off pode ser
realizada. Off-tempo mínimo também é uma classificação comumente utilizada para o GTO para garantir a corrente
de caudado GTO é completamente desaparecido e as células GTO estão todos no estado OFF.
Resumo
Vantagens da GTO incluem:
1. alta capacidade de corrente e tensão
2. Baixa perda de condução
3. Baixo custo
Desvantagens
1. Não uniforme turn-off pobres RBSOA e dV / dt amortecedor necessário
2. Não uniforme turn-on- dI / dt amortecedor necessário
3. poder atual controle de alto gating
Tempo de armazenamento 4. switching longo tempo de duração, requisitos mínimos em tempo e fora de tempo
5. Nenhuma capacidade de limitação de corrente (FBSOA)
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Referências
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2. ED Wolley, Gate Turn-Off em dispositivos PNPN, IEEE Trans. Electron Devices, ED-13, 590-597, 1966.
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4. BJ Baliga, Poder Semiconductor Devices, PWS Publishing Company, Boston, 1996.
5. WH Dodson e RL Longini, determinação sondada de turn-on propagação de grandes tiristores da área,
IEEE Trans. Electron Devices, ED-13, 478-484, 1966.
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ED-17, 672-680, 1970.
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8. PL Hower e VGK Reddi, Avalanche avaria em transistores, IEEE Trans. Electron Devices, ED
17, 320-335, 1970.
9. I. Takata, T. Hikichi, e M. Inoue, de alta tensão transistor bipolar com novos conceitos, apresentados no
IEEE IAS 92, 1992, 1126-1134.
10. Y. Shimizu, S. Kimura, H. Kozaka, N. Matsuura, T. Tanaka, e N. Monma, um estudo sobre a máxima
turn-off atual de um GTO de alta potência, Electron Devices, IEEE Trans., 462, 413-419, 1999.
11. K. Lilja e H. Gruning, o início da filamentação atual em dispositivos GTO, em PESC '90 Record, 21
IEEE Anual, 398-406, 1990.
1,9 Bipolar de porta isolada Transistores
Alex Huang Q.
Quando o desenvolvimento de MOSFETs de potência encontrado dificuldade em aumentar sua movimentação atual
capacidade, a idéia de um dispositivo bipolar controlado-MOS foi desenvolvido para superar o problema. Este
esforço levado a porta isolada bipolar transistor de hoje (IGBT) [1]. O IGBT muda fundamentalmente o
Controle atual BJT em controle de tensão, mantendo as vantagens do BJT. Além disso, o
uso de uma ampla base de pnp transistor nos resultados da estrutura IGBT de forma muito modulação condutividade
inprovedmento efeito do que um BJT convencional, empurrando a voltagem do IGBT em direção ao nível de GTOs.
O interno pnp estrutura também não tem o segundo problema colapso como um convencional npn
estrutura porque a alta tensão é suportada pela região de base do pnp transistor em vez de pela
região colector como é o caso para um convencional npn de transistor. IGBTs também têm excelente RBSOA e
FRSOA. Tendo em desenvolvimento submetidos a vários anos, IGBTs tornaram-se o melhor dispositivo para
aplicaçãoções na gama de 600 a de 3000 V.
Embora haja um certo número de outros dispositivos que foram desenvolvidos ou estão a ser desenvolvidas, o](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-76-320.jpg)
![dispositivos semicondutores de potência laborioso hoje são SCRs, GTOs, MOSFETs e IGBTs. Cada um destes
dispositivosdomina uma arena de poder especializado. O MOSFET tem excelente desempenho dinâmico e estático. Ele
domina as aplicações de baixa tensão abaixo de 600 V. O IGBT é mais lento do que o MOSFET, mas tem melhor
queda de tensão direta acima de 600 V. Ele domina aplicações 600-3000 V. Em uma tensão ainda maior
nível, o GTO torna-se o dispositivo dominante, com melhor capacidade de transporte de corrente, mas muito mais
lentoresposta dinâmica. Sem capacidade de turn-off, o SCR tem um ainda melhor capacidade de condução de corrente,
por isso, é adequado para aplicações de energia AC ainda mais elevados, onde a capacidade de desligamento
controlado-gate não énecessário.
Para uma aplicação típica, a freqüência de comutação é um índice importante no sistema de determinação per-
desempenho. Geralmente, quanto maior a frequência de comutação, melhor o desempenho dinâmico da
sistema, quanto menor o tamanho do sistema, devido à redução de componentes passivos, e menor será o custo de
o sistema devido à poupança dos componentes passivos. A freqüência de comutação prática de um aplicativo
sistema é um trade-off de muitas questões, incluindo a frequência de comutação dispositivo máximo, magnético
máximocomutação de frequência, as perdas de comutação dos interruptores, eficiência global do sistema, etc. Na baixa
campo de energia onde o MOSFET desempenha o papel principal, a frequência de comutação está normalmente
sujeita a
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a eficiência do sistema e / ou magnéticos em vez de considerações limitações dos dispositivos. Na média potência
campo, onde o IGBT desempenha o papel principal, a situação muda. Na extremidade inferior, a limitação do
dispositivo não domina desde o rating mais baixo IGBT normalmente é rápido o suficiente. No entanto, quando a
energiaavaliação é mais elevada, a velocidade de comutação IGBT diminui as perdas de comutação e aumentar
significativamente. Ofreqüência de comutação prática é, portanto, sujeita à limitação do dispositivo. Quando o nível de energia se move
ainda mais elevada, o GTO é o único dispositivo disponível. Uma vez que tem várias dezenas de microssegundos de
comutaçãotempo, significativa turn-off, e dV / dt perda de amortecimento, o GTO é tradicionalmente a limitação da comutação
frequência do sistema.
A tendência acima mostra que, quando o nível de energia se move mais, dispositivos semicondutores de potência
limitara frequência de comutação máxima do sistema, assim, o desempenho do sistema, especialmente na GTO
nível. Para atender à crescente demanda por melhor desempenho em sistemas de alta potência, muitos esforços
têmsido feitas para melhorar o desempenho dos dispositivos semicondutores de alta potência. Entre eles, um esforço
é empurrar o IGBT para potências mais elevadas com base no conceito de módulo. Com a sua boa dinâmica
desempenho, sistemas de alta potência equipados com IGBTs pode operar a uma frequência de comutação muito
maiore tem muitas vantagens em comparação com um sistema convencional GTO. A avaliação IGBT state-of-the-art é
Atualmente 3,3 kV / 1,2 kA [2], que está na extremidade baixa do que a do GTO.
IGBT Estrutura e Funcionamento
O nome de porta isolada sterns transistor bipolar de sua operação com base em uma interação interna
entre um FET isolados-gate (IGFET) e um transistor bipolar. Foi previamente chamado de IGT
(Transistor isolados-gate), um IGR (retificador isolados-gate), um COMFET (de campo modulada de condutividade
transistor de efeito), um GEMFET (MOSFET reforçada de ganho), um BiFET (FET bipolar), e um FET injector.
IGBTs têm sido utilizados com sucesso, uma vez que foi demonstrado pela primeira vez em 1982 e é actualmente o
maisamplamente semicondutores força usados muda com aplicações de vários kilowatts para alguns megawatts.
Uma secção transversal da estrutura de IGBT junção base-planar introduzida em 1980 é mostrado em
Figo. 1.88a . A estrutura IGBT é semelhante ao de um MOSFET planar excepto a diferença na
substrato tipo doping. A fabricação do IGBT, por conseguinte, é quase o mesmo que um MOSFET.
Isso fez com que sua fabricação relativamente fácil imediatamente após a concepção, e seus ratings têm crescido
em um ritmo rápido, como resultado da capacidade de escala, tanto das avaliações atuais eo bloqueio de tensão.
Hoje, a maior IGBT single-chip pode transportar cerca de 100 A e bloquear atual superior a 3000 V. Larger
IGBTs são também introduzidos por mais fichas IGBT em paralelo num único pacote. Estes são também IGBTs
chamados módulos IGBT. A Figura 1.89 apresenta uma fotografia de um módulo IGBT 1200-A, 3300-V fabricada
pelaMitsubishi.
portãoemissor emissor
n +
P
P +
RJ 2
NPN
portão
N deriva
PNP
J1
P + substrato thyristor parasitária
coletor
coletor
um b
FIGURA 1.88 (A) de seção transversal da estrutura IGBT e (b) circuito equivalente para o IGBT.](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-77-320.jpg)
![Se Ia1> Ia2 Δ Δ Q 2 Δ Δ x 2
feedback negativo
Ia1 , Ia2 Δ V 1 > Δ V 2 Δ em1> Δ EM2
FIGURA 1.96 Mecanismo de feedback negativo na partilha atual de dois paralelo células GTO durante tensão
aumentando fase.
limita significativamente o poder instantâneo média um GTO pode suportar isso um dV / dt circuito snubber é
normalmente necessário para limitar o nível de tensão, daí o estresse potência instantânea, durante a transição turn-
off.Células GTO sob ganho unitário turn-off têm uma tendência para o compartilhamento de corrente uniforme, daí
grande RBSOA.Em primeiro lugar, o actual filamentação devido à diferença de tempo de armazenamento é muito reduzido porque o
absolutotempo de armazenamento é reduzido para menos de 1 μ s. Durante a fase de subida de tensão após o tempo de
armazenamento, se uma célulaainda compartilha mais atual, que a célula terá uma taxa de extração transportadora mais rápido e, portanto, irá
desligar-se quecelular mais rápido. Há, portanto, um processo de feedback negativo com o compartilhamento de corrente em vez de
uma forma positiva.Este processo é mostrado em negativo Fig. 1.96 .
Com esta tendência atual distribuição uniforme fornecido pela unidade ganho de turn-off, uma GTO como um todo
pode ser assumido como sendo mais uniforme na partilha de corrente e, por conseguinte, pode suportar médio muito
maiorimediata de potência durante a transição turn-off. O RBSOA deve agora ser empurrado para uma constante poder de
200 kW / cm 2
, como previsto pela Eq. (1,23) (na Seção 1.8). Este RBSOA é suficientemente grande para que um
GTO deveser capaz de executar a operação de turn-off, mesmo sem a ajuda de um dV / dt amortecedor. Também deve ser
apontadomais uma vez que o aparecimento de avalanche dinâmico não pode ser o limite RBSOA real porque se faz
não iniciar um filamento atual fugitivo, ele não é um destrutivo. Os resultados experimentais [1] sobre IGCT volume
de negóciosfora, no entanto, sugerem que a avalanche dinâmica não é uniforme e que não conduz a uma falha de um
dispositivo.Ganho de unidade turn-off é, portanto, eficaz na remoção de qualquer problema atual filamento associado com
Storage-diferenças de tempo e da dinâmica avalanche logo após o filamento atual é formado.
GTOs Hard-Conduzido
Unidade ganho de desligar pode melhorar significativamente o desempenho de um GTO em vários aspectos,
incluindoRBSOA e transformá-off tempo de armazenamento. Várias abordagens inovadoras têm sido propostas para realizar
a unidadeturn-off ganho. Em todas as abordagens, a unidade alcançar ganho de turn-off é crítica. Isso exigiria que cátodo
atual ser comutada para o caminho portão muito rápido. Para desligar a 4 kA GTO com ganho de unidade, a
comutaçãotaxa deve ser superior a 6 kA / μ s. Esta exigência elevada taxa de comutação distingue o desempenho
de cada um dos dispositivos discutidos abaixo. De acordo com as suas realizações, podem ser classificados em dois
diferentes categorias: tipo hard-dirigida e controlada tipo de-MOS. Abordagens do tipo Hard-impulsionado usar um
poderoso motorista portão para perceber ganho turn-off unidade. O motorista portão fornece a corrente portão eo
gatingpoder. Cair nessa categoria é a porta integrada thyristor comutado (IGCT) [2]. O MOS-
abordagens controlados usar MOSFETs para auxiliar o processo de desligamento do GTO. Para além do volume de
negócios da unidadeoff ganho, essas abordagens também economizar energia de controle para o processo de desligamento. Cair nesta
categoria sãoo emissor de turn-off (ETO) [3] thyristor eo MOS turn-off (OMP) [4] thyristor.
IGCT
A chave para alcançar uma condição de turn-off hard-conduzido ou de ganho unitário está na comutação atual
portãotaxa. A taxa tão alta de 6 kA / μ s é necessário para 4 kA turn-off. Dois métodos foram demonstradas para o
implementação de um GTO hard-dirigido. A primeira é manter o baixo portão indutância circuito suficiente (3 NH)
que uma tensão de porta DC menos do que a tensão de ruptura na junção porta-cátodo (18 a 22 V) pode
gerar uma taxa de variação de 6 kA / μ s. Esta abordagem é utilizada no IGCT / GCT [2, 5] (IGCT é um produto da
ABB,GCT é por Mitsubishi, mas o conceito é o mesmo), onde um alojamento especial GTO de baixa indutância e uma
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L G ≤ 3NH
- +](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-83-320.jpg)
![20 V
GCT LG <3 Motorista
Mitsubishi 4KA / 4.5 kV GCT
ABB 4 kA / 4.5 kV IGCT
FIGURA 1.97 Princípio de funcionamento GCT e dois TCG desenvolvidos pela Mitsubishi e ABB. (Fotos cortesia
de Mitsubishi (topo) e da ABB (parte inferior).)
cuidadosamente projetado motorista portão atender a essa exigência. O consumo de energia pelo condutor GCT é
grandementereduzida em comparação com a de um controlador GTO convencional, uma vez que a corrente de porta está
presente para uma grandemais curto período de tempo [6]. A Figura 1.97 mostra a visão externa dos dois TCG comercialmente disponíveis.
A desvantagem da abordagem chave GCT é o alto custo associado com a carcaça de baixa indutância
projetar para o GTO e da baixa indutância e alto design atual para o motorista portão.
MTO
Figura 1.98a mostra o princípio de turn-off de um MTO ™ [4, 7] desenvolvido pela Silicon Power Corporation.
O dispositivo MTO pacotes um número de MOSFETs de baixa tensão dentro de uma caixa normal de dispositivo
para GTOformam um circuito de corrente que está em paralelo com a junção emissor do GTO. Por isso, a MTO parece
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L 10NH
Q
(A)](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-84-320.jpg)
![(B)
FIGURA 1.98 MTO circuito equivalente (a) e 500-A MTO / 4,5 kV com motorista gate (b) desenvolvido pela Silicon Power
Corp. (Cortesia da fotografia Silicon Power Corp.)
apenas como um GTO convencional a partir do exterior. O turn-off é iniciada por ligar o MOSFET que
calções junção GTO emissor. MTO, como o ETO, é, portanto, um dispositivo de turn-off MOS exigindo muito
pouco poder portão turn-off. Para alcançar uma taxa de comutação atual portão alto, muito baixa indutância portão
( < 0,1 nH) é necessária.
Por causa da utilização da abordagem de híbrido, um protótipo 500-A, do dispositivo 4500-V está disponível a
partir de SPCO.O grande problema para o MTO, no entanto, ainda é a limitação do RBSOA [7]. Isto é porque
a taxa de corrente de porta de comutação é determinado pela indutância portão empacotar, o qual tem de ser
reduzido para abaixo de 0,1 nH. Há três razões para isso. Em primeiro lugar, no MTO a taxa de comutação é
determinada pela
dI G 0,7
------- ≤ ------ (1,25)
dt max LG
Em segundo lugar, a tensão resistivo no GTO p -base região e o MOSFET determina a corrente de pico do portão
que pode ser comutado:
0,7
I G
≤ ------------------------------- (1,26)
max R MOS + R p -base
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FIGURA 1.99 ETO circuito equivalente (um) e um 4-kA / 6 kV ETO (b). Um motorista portão ETO também é mostrada.
Em terceiro lugar, uma vez que não há tensão de polarização inversa aplicada para a junção emissor GTO na OMP,
é muitofácil ficar trancada novamente. Snubberless turn-off capacidade do OMP é, portanto, menor do que a
GCT e ETO.
ETO
O método para conseguir ganho de unidade no thyristor ETO é inserir uma chave adicional em série com
o cátodo do GTO. O cátodo do GTO é o emissor do interno npn de transistor, de modo que o
interruptor série é referido como o interruptor de emissor e o novo dispositivo é denominado ETO. Desligar o emissor
interruptor gera uma alta tensão transitória tempo suficiente para comutar a corrente de emissor para o caminho
portãomesmo com uma maior presente indutância parasita. Devido a essa maior tolerância à indutância parasita,
GTOs convencionais pode ser usado na ETO. Um interruptor adicional está ligado à porta do GTO,
e é complementar ao interruptor emissor. Essas opções são implementadas com muitos Paralelo baixa
tensão, MOSFETs de alta corrente para minimizar a perda de condução adicional devido ao interruptor emissor.
O valor típico para a perda de condução devido ao interruptor de série é de 0,2 V em corrente média GTO
classificação. O poder turn-off motriz para o ETO é insignificante, uma vez que o turn-off é puramente devido à
a remoção de um sinal de porta do MOSFET. O ETO em muitos aspectos é semelhante à do IGBT. Por exemplo, a
mecanismo de desligamento usado em IGBT também é um emissor de turn-off, e o IGBT sempre desliga na
acidentadapnp modo transistor.
A Figura 1.99 apresenta o circuito de hardware e fotografia equivalente do desenvolveu-4 kA, 6 kV ETO
por Virginia Tech. Outros menores Etos notação atuais também têm sido demonstrados pela Virginia Tech. Porque](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-85-320.jpg)
![do uso da abordagem híbrida baseada na GTO convencional, dispositivos ETO tem vantagens claras em termos
do custo e da unidade portão requisito poder sobre o TCG. Dispositivos ETO também tem duas outras vantagens
quandoem comparação com o TCG. Uma é a sua viabilidade de ter um FBSOA [3, 8], e o outro é a sua simplicidade
na proteção de sobrecorrente [8].
Conclusões
Estes GTOs recentemente desenvolvidas (IGCT, MTO, e ETO) todos utilizam o conceito de turn-off ganho unitário e
melhoraram dramaticamente o desempenho em comparação com GTOs convencionais. Comparações quantitativas
destes dispositivos são fornecidos em uma seção separada em IGBTs de alta potência (Seção 1.9).
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Referências
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capacidade de transformar-off de quatro polegadas thyristor 4,5k V GCT, apresentado na IEEE Simpósio
Internacionalon Power Semiconductor Devices e do ICS, 1998, 177-180.
2. PK Steimer, HE Gruning, J. Werninger, E. Carrol, S. Klaka, e S. Linder, IGCT-um novo emergentes
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AnnualReuniões, New Orleans, Louisiana, 5-9 outubro de 1997, 1592-1599.
3. Y. Li, AQ Huang, e FC Lee, Apresentando o emissor de turn-off thyristor, apresentado em 1998 IEEE
Aplicações Industriais Society 33ª Reunião Anual, 1998, 860-864.
4. DE Piccone, RW De Doncker, JA Barrow, e WH Tobin, A MTO thyristor-uma nova potência alta
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5. ER Motto e M. Yamamoto, Semiconductors Nova Alta Potência: IGBTs de alta tensão e TCG, em
PCIM'98 Power Electronics Conference Proceedings, 1998, 296-302.
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7. AQ Huang, Y. Li, K. Motto, e B. Zhang, MTO thyristor-um substituto eficiente para o padrão
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8. Y. Li, AQ Huang, e K. Motto, Estudo experimental e numérico do emissor turn-off thyristor
(ETO), IEEE Trans. Poder Electron., Maio de 2000.
1.11 Comparação Teste de Switches
Alex Huang Q.
Tester pulso utilizada para a caracterização
Em um teste dinâmico dispositivo de poder típico, o dispositivo em teste (DUT) é inicialmente fora, e de alta tensão
banco de capacitores é cobrado para definir a tensão que o DUT vai experimentar durante a comutação. Um pulso
típicoverificador é mostrado na Fig. 1.100 e uma forma de onda típica do teste é mostrado na fig. 1.101 . A chamada
teste de pulso dupla irá capturar evento turn-on um dispositivo e evento turn-off único dispositivo. O duplo
teste de pulso consiste nos seguintes eventos completos:
t 0 - t 1 : No tempo t 0 , o sistema de controlo inicia um impulso para o controlador de porta para o DUT. As voltas
DUT e se o banco de capacitores de alta tensão carrega o indutor de carga. Após o curso atuais
o valor desejado em t 1 , o motorista portão DUT é comandado para desligar.
t 1 - t 2 : De tempos t 1 a t 2 , não há alterações no dispositivo são vistos. Durante este tempo, como o referido
tempo de armazenamento, processos internos no dispositivo de iniciar o processo de desligamento.
FIGURA 1.100 Pulso tester diagrama esquemático.
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![FIGURA 1.102 Alternando onda definição tempo.
t 10 - t 11 : Durante este tempo, o dispositivo é ligado e a corrente está a aumentar por causa da tensão de entrada
dividido por a indutância de carga. Isto é equivalente ao intervalo t 0 - t 1 a partir do primeiro pulso. O mesmo
sequência continuará para o turn-off do segundo pulso que para o primeiro pulso.
A corrente através do dispositivo sob teste é medida com um shunt de corrente em série com precisão
o cátodo (ou emissor para um IGBT). Todos os tempos de retardamento são definidas em relação ao portão do real
dispositivos, por isso motorista portão atrasos internos não estão incluídos. Convencionalmente tempo, é definido
como cair quando ocorrente diminui de 90% do seu valor inicial para 10%, mas uma definição diferente é usado aqui. Para a alta
dispositivos de tensão, o valor actual da cauda pode ser maior do que 10% do valor de corrente inicial, de modo que
érazoável para incluir este tempo no tempo de queda. Portanto, a definição usada aqui é que o tempo de queda
termina eo tempo de cauda começa quando a inclinação atual visivelmente alterações. Isto justifica-se porque é
fisicamente paratodos os três dispositivos da cauda actual significa que o principal processo de desligamento é completa e a base
aberta pnptransístor está a remover as portadoras restantes. Uma forma de onda de amostra é mostrado na Fig. 1.102 . Tempo
cauda atualé definido a partir do fim do tempo de queda de corrente até que a corrente ânodo / colector diminui para 1% do
corrente inicial.
Dispositivos utilizados para comparação
Para comparar essas várias tecnologias de semicondutores, dois IGBTs, um IGCT, um TCG, e três Etos
foram utilizados [1]. Uma IGBT e do TCG são feitas pela Mitsubishi, e os EToS foram desenvolvidos por
pesquisadores da Virginia Tech. O outro IGBT é feita por Eupec, eo IGCT é da ABB. Os IGBTs,
CM1200HA-66H e FZ1200R33KF2, são classificados para 1200 A (DC) e 3300 V, e são embalados em plástico
módulos de 14 por 19 cm de tamanho. O IGCT ea GCT são dois dispositivos 4500-V, que são classificados para
4000 Acorrente máxima controlável. O primeiro ETO utilizado, ETO4060s, está classificado para 6000 V e 4000 A
controlávelcorrente, e é baseada em um Toshiba GTO. O IGCT, a TCG, e os ETO4060s são embalados em 93 mm
press-packs e, com drivers de porta, tem uma largura máxima de cerca de 20 cm. A segunda ETO usada,
ETO1045s, é um pequeno dispositivo (53 mm) classificado para 4500 V e 1000 A. Este ETO baseia-se numa
WESTCODEGTO. O ETO1045s é, obviamente, de uma classificação inferior à GCT e IGCT, mas ele usa um convencional rápido
GTO, ao passo que os ETO4060s baseia-se em um GTO concebido para cerca de 300 Hz. Um dispositivo final
utilizada é umarecentemente concebido ETO, o ETO4045A, que se baseia em um GTO ABB semelhante ao utilizado no tiristor
IGCT. Os ratings atuais médios para o IGCT, GCT, ETO4045A e ETO4060s são 1200 A, ao passo que
o ETO1045 é adequado para cerca de 450 A média. Quando as perdas de comutação do IGBT e cofre
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![© 2002 por CRC Press LLC
FIGURA 1.107 Tensão de condução para a frente.
O condutor IGBT é muito fácil de implementar, uma vez que tem apenas um único porta-MOS para controlar. O
picocorrente de porta para o IGBT testada é de cerca de 10 A, que flui por cerca de 2 μ s em todos os eventos de
comutação. OIGBT motorista pode ser usado para controlar ativamente a dI / dt e dV / dt do coletor, mas esse recurso não foi
implementada para este teste. Informações sobre técnicas de driver activos pode ser encontrada em muitos papéis
taiscomo Lee et al. [2]. O motorista IGBT implementa uma proteção de sobrecorrente por meio de dessaturação
detecção. Motoristas IGBT consomem tão pouca energia que módulos conversores CC-CC comerciais podem ser
usadospara proporcionar o isolamento internamente para o interruptor do lado de alta.
Caracterização perda de condução para a frente
As características de tensão versus corrente direta para todos esses dispositivos podem ser facilmente encontrados.
Como pode ser vistoa partir de Fig. 1.107 , os tiristores têm uma clara vantagem em perda de condução sobre o IGBT, embora
a sua área activa da matriz é menor do que a do IGBT. Se a relação entre a tensão de ruptura e
perda de condução é encontrado, a vantagem de os dispositivos de travamento torna-se ainda maior. Os tiristores
4,5 kVtem a menor perda de condução, seguido pelo tiristor 6 kV, e, em seguida, o IGBT são o mesmo pior
se a perda não é normalizado para morrer área. O ânodo transparente ABB e soco-through Design Show de base
uma vantagem no teste de condução para a frente, como o maior ganho de peso permite que o dispositivo de trinco
para uma extremamentemodo de condução baixa perda. Isto é válido para a ABB IGCT, bem como para o ETO4045A, que é
com base em um GTO ABB com o mesmo ânodo transparente e design soco-through base.
Testes de comutação
Alternando o desempenho de dispositivos de alta potência tem sido bastante reforçada pelos GTOs hard-dirigido e
os HVIGBTs aparecem de contestar a tecnologia GTO lento. Freqüências de operação típicas da
GTOs de alta potência variam de frequência de linha (50/60 Hz) para uma alta de cerca de 500 Hz. Em contraste, o
HVIGBT pode ser operado em até 1500 Hz, e os GTOs rígidos-driven pode operar a 1 kHz ou mais.
Este aumento na freqüência leva filtros para reduzir drasticamente e menor distorção no inversor típico
aplicações.
Para avaliar o desempenho destes dispositivos, eles foram operados com voltagens DC de 1,5 e 2 kV
o testador de pulso sem snubbers turn-off. O factor limitante na quantidade de corrente que
Pode ser desligado com segurança era o diodo de fixação usado para limitar o pico de tensão no comutador.
Duranterecuperação inversa, a tensão através do diodo este se aproxima da sua repartição (4,5 kV), ao mesmo tempo que o
ânodo (ou coletor para IGBTs) tensão do dispositivo em teste se aproxima de zero, conforme circulado na Fig. 1.108
.Para o GCT ea Etos, nenhuma tensão reversa era aceitável por causa da falta de qualquer um reverso
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![em maiorcorrentes. A cauda IGCT tem uma grande magnitude, o que mais uma vez mostra que a estrutura de curto-ânodo
da GCT e o EToS oferece vantagens nesta área.
FIGURA 1.110 Armazenamento (ou atrasos) comparação do tempo.
FIGURA 1.111 Queda comparação do tempo.
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FIGURA 1.112 GCT detalhe cauda atual.
Devido ao grande (10 μ H) indutor transformar-on, a tara para todos os dispositivos de perda é insignificante. Todo
tiristores segurar uma ligeira vantagem sobre o IGBT em termos de tempo de queda de tensão no turn-on, mas a
correnteé tão baixo durante este tempo que não há diferença significativa na perda. Deve-se notar que o IGBT pode
ser operado sem o tesão amortecedor à custa de um aumento significativo de comutação de perda, mas fazendo
por isso requer um projeto motorista portão mais complexa. Isto é devido à capacidade de o IGBT para controlar a
exactacoletor de corrente operando na região linear. O GCT carece completamente este modo de operação. Theo-
análise retical prevê a existência desta tendenciosa-forward de segurança da área de funcionamento para o ETO [3],
mas nenhumaverificação experimental foi realizado, exceto em baixa corrente [4]. Para comparação cauda actual, o
corrente de cauda foi examinado em uma resolução muito alta (10 A / div) para ver todos os efeitos. Imediatamente
após oprincipal queda de corrente, a corrente de cauda diminui rapidamente para todos os dispositivos testados. No
entanto, a corrente de cauda podelevar um longo tempo para terminar a diminuir a zero após esta rápida queda inicial. O detalhe da cauda atual GCT é
mostrado na Fig. 1.112 depois de desligar 1200 A. A cauda atual pode indicar a força do pnp transistor](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-93-320.jpg)
![dentro de um IGBT ou um GTO. A cauda longa observada para o ETO4060 indica uma forte PNP , que ajudareduzir as perdas de condução. O TCG demonstra a menor corrente de cauda de todos os dispositivos testados,
que é mais uma prova do muito bom design interno. O inconveniente deste processo reside no facto do
ganho de corrente eficaz do GCT é reduzido, exigindo, portanto, de injeção de corrente mais portão DC durante con-
produção. O IGBT eo ETO1045 ter apenas um pouco pior caudas atuais do que o GCT.
Tradicionalmente, a frequências de comutação GTO foram limitados pelos tempos necessários para o GTO de
completar as transições de comutação. Em particular, um muito longo tempo de interrupção mínimo, teve de ser
observada devidopara algumas partes do GTO permanecendo fechada por mais de 100 μ s. Os dispositivos testados aqui todos têm
muitorápido tempos de comutação, mas a perda de comutação é bastante elevado por causa das grandes correntes e
tensõesconsiderado. Portanto, a freqüência de comutação é limitado termicamente pela perda de comutação. Comutação
suavetécnicas podem permitir que esses dispositivos para alcançar freqüências muito mais altas de operação ( ~ 10 kHz)
Se operda de comutação pode ser reduzida.
Discussão
Tecnologia de embalagem é muito diferente para os módulos IGBT em comparação com embalagens GTO. O IGBT
módulos usam muitas matrizes paralelas, que são e alojados em um módulo plástico ligado fios. Uma vez que um
GTOpodem ser fabricados em um único wafer, press-pack ("hockey-puck") são utilizadas caixas. A fiabilidade
recorde para os dispositivos press-pack é muito maior do que os módulos wire-obrigações, em grande parte devido a
uma melhor tolerância
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de ciclos térmicos. Além disso, a imprensa-pack permite refrigeração dupla face para diminuir a impedância térmica
ance. No entanto, o IGBT alcança impedância térmica semelhante global por causa da área die muito maior
e, consequentemente, a placa de base grande. A placa de base IGBT é eletricamente isolados do dissipador de
calor, masos dissipadores de calor press-pack estão diretamente conectados aos terminais ânodo e do cátodo. Como
resultado, a líquidosistemas de refrigeração com dispositivos de press-pack deve contar com óleo ou água deionizada para evitar que o
líquido de arrefecimentoconduzir corrente. A principal vantagem do módulo IGBT é a sua facilidade de uso, com a placa de base isolado
levando a fácil calor naufrágio. O coletor e emissor terminais estão convenientemente localizados para conexão
a um barramento laminado para reduzir a indutância parasitária e, portanto, o pico de tensão. Além disso, o
IGBT módulo não requer qualquer grampo mecânico externo para a montagem, como o compartimento de imprensa-
packrequer. A confiabilidade do press-pack é uma questão fundamental, e este pacote é o preferido para muitas
aplicaçõesonde ao longo da vida é necessária.
Embora as falhas são obviamente indesejáveis, as características do dispositivo após uma falha deve ser
considerado. Isso pode fazer uma grande diferença na quantidade de dano é feito para o resto de um sistema e
comoreparação difícil será. Depois de uma falha, qualquer um destes dispositivos será curto-circuito. A vontade atual
em seguida, aumentar até que toda a energia disponível foi consumido ou um circuito externo actua para parar
a corrente de falta. Para o IGBT wire-bond, toda a corrente irá concentrar-se no dado que quebrou.
Isto irá geralmente destruir os laços de fio para que morrem em consequência da corrente que flui enorme. Após
falha,o IGBT pode tornar-se um circuito aberto. Esta é uma condição muito perigosa para os dispositivos conectados em
sérieou conversores multiníveis, que a tensão não será mais comum, expondo assim os outros dispositivos no
cadeia ao risco de sobretensão [5]. Os dispositivos de press-pack permanecerá em curto desde a sorte está
diretamenteconectada com os contatos metálicos. Há alguma preocupação com os MOSFETs wire-títulos no ETO
interruptores de emissor e de porta, embora nenhum fracasso dessas MOSFETs ainda foi visto, mesmo após a
destruiçãodo GTO. Outra questão relacionada com a embalagem é danos explosão. A imprensa-pack é muito forte,
e como resultado, as explosões são muito improvável neste tipo de pacote. Módulos de plástico pode facilmente
quebrar ahabitação, o que leva a danos aos componentes próximos.
Como mencionado anteriormente, um IGBT pode controlar activamente a tensão de colector e a corrente durante
eventos de comutação. Esta característica do dispositivo pode levar à redução da EMI, bem como a eliminação de dI
/ dt(Turn-on) amortecedor. No entanto, a eliminação deste amortecedor em alta potência, impedância de fonte quase
zeroConversores (tensão-Fed) pode não ser desejável porque os outros benefícios as ofertas de amortecimento. Estes
incluem a eliminação de danos devido a cross-condução dos interruptores de ponte ("shoot-through"), ou de carga
curto-circuito, e melhor gerenciamento de falhas. Se a taxa de aumento da corrente no estado de falha é
controlada, um dispositivo rápido, como o (I) GCT, ETO, ou IGBT pode responder em tempo para desligar a culpa
atual com os interruptores semicondutores. Para os sistemas de GTO, o GTO não poderia responder a tempo de
interromper uma corrente de falta, por isso a proteção utilizada foi transformar todos os interruptores da ponte sobre
eesperar para fusíveis para abrir. A capacidade do ETO e IGBT para detectar e responder a sobrecorrente
automaticamentealuguéis aumenta a utilização segura dos sistemas de alta potência. Além disso, o IGBT podem se auto-limitar a
correnteque será conduzido, de modo que o funcionamento dentro da capacidade de comutação do dispositivo de pode ser
assegurada.Dispositivos tiristores irá conduzir uma corrente extremamente elevada onda que é muito maior do que a sua
interrupçãocapacidade, que requer lógica de controlo para evitar que os dispositivos de comutação, durante este tempo.
Conclusões Comparação
Como pode ser visto a partir dos tempos de comutação, todos os dispositivos testados aqui oferecer muito rápidos
tempos de comutaçãoem relação aos seus níveis de potência. Além disso, mesmo o pior perda de condução do IGBT ainda é aceitável
quando comparada com a tensão de bloqueio. Para sistemas muito alta potência, o IGCT, o GCT, o
ETO4045A, eo ETO4060s são capazes de lidar com níveis de potência extremamente elevados. O GCT é muito
rápido para a sua classificação elevada, e o único inconveniente é a dificuldade de construir motorista portão e seu
poderconsumo. A ABB IGCT eo comércio ETO4045A distância de comutação para reduzir a perda de poder de motorista e
perda de condução, de modo que estes dispositivos são particularmente adequados para topologias avançadas que](https://image.slidesharecdn.com/capitulo01traduzido-150208165200-conversion-gate02/85/Capitulo-01-traduzido-94-320.jpg)
Capitulo 01 traduzido
- 2. THE PODER ELECTRONICS MANUAL © 2002 porCRC Press LLC Eletrônica Industrial Series Editor da Série J. David Irwin, da Universidade Auburn Títulos incluídos na série Supervisionadas ou não Pattern Recognition: Extração de Características e Inteligência Computacional Evangelia Micheli-Tzanakou, Universidade Rutgers Acionamentos de motores de relutância comutado: Modelando, Simulação, análise, projeto, e Aplicações R. Krishnan, Virginia Tech O Manual de Eletrônica de Potência Timothy L. Skvarenina, Universidade Purdue
- 3. O Manual deInteligência Computacional AplicadaMary Lou Padgett, da Universidade Auburn Nicolaos B. Karayiannis, University of Houston Lofti A. Zadeh, University of California, Berkeley A Handbook of Applied Neurocontrols Mary Lou Padgett, da Universidade Auburn Charles C. Jorgensen, NASA Ames Research Center Paul Werbos, National Science Foundation © 2002 por CRC Press LLC THE PODER ELECTRONICS MANUAL Eletrônica Industrial Series Editado por TIMOTHY L. SKVARENINA Universidade Purdue West Lafayette, Indiana
- 4. CRC PRESS Boca RatonLondres New York Washington, DC Biblioteca do Congresso de Dados de Catalogação na Publicação O manual eletrônica de potência e / ou editado por Timothy L. Skvarenina. p. cm. - (Série eletrônica Industrial) Inclui referências bibliográficas e índice. ISBN 0-8493-7336-0 (alq. Papel) 1. eletrônica de potência. I. Skvarenina, Timothy L. II. Series. TK7881.15 .P673 2001 621,31 ¢ 7-DC21 2001043047 Este livro contém informações obtidas de fontes autênticas e conceituados. Material reproduzido é citado com permissão, e as fontes são indicadas. Uma grande variedade de referências são listadas. Têm sido feitos esforços razoáveis para publicar dados e informações fiáveis, mas os autores e o editor não pode assumir a responsabilidade para a validade de todos os materiais ou pelas conseqüências de seu uso. Nem este livro, nem qualquer parte pode ser reproduzida ou transmitida de qualquer forma ou por qualquer meio, eletrônico ou mecânico, incluindo fotocópia, microfilmagem, e gravação, ou por qualquer armazenamento de informações ou sistema de recuperação, sem prévio permissão por escrito da editora. Todos os direitos reservados. Autorização para fotocopiar itens para uso interno ou pessoal, ou o uso pessoal ou interna de específica clientes, poderá ser concedida pelo CRC Press LLC, desde que US $ 1,50 por página fotocopiada é pago diretamente ao Copyright Clearance Center, 222 Rosewood Drive, Danvers, MA 01923 EUA O código de taxa para os usuários do Reporting Service transacional é ISBN 0-8493-7336-0 / 02 / $ 0,00 + $ 1,50. A taxa está sujeita a alterações sem aviso prévio. Para as organizações que foram concedidas uma licença fotocópia pelo CCC, um sistema separado de pagamento tenha sido arranjado. O consentimento do CRC Press LLC não se estende a cópia para distribuição geral, para a promoção, para a criação de novas obras, ou para revenda. Permissão específica, deve ser obtido por escrito da CRC Press LLC para essa cópia. Direcionar todos os inquéritos à CRC Press LLC, 2000 NW Corporativo Blvd., Boca Raton, Florida 33431. Aviso de marca registada: produto ou corporativos nomes podem ser marcas comerciais ou marcas comerciais registradas, e só são usados para identificação e explicação, sem intenção de infringir. Visite o site da CRC Press em www.crcpress.com © 2002 por CRC Press LLC Sem pretensão de obras do governo dos EUA originais Internacional Standard Book Número 0-8493-7336-0 Biblioteca do Congresso Cartão do número 2001043047 Impresso nos Estados Unidos da América1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 Impresso em papel acid-free
- 5. Prefácio Introdução O controle deenergia elétrica com dispositivos eletrônicos de energia tornou-se cada vez mais importante ao longo os últimos 20 anos. Novas classes inteiras de motores foram habilitados pela eletrônica de potência, e o futuro oferece a possibilidade de um controlo mais eficaz da rede de energia elétrica usando o poder eleição Tronics. O Manual de Eletrônica de Potência é destinado a fornecer uma referência que é conciso e útil para os indivíduos, que vão desde estudantes em engenharia ao experiente, praticando profissionais. O manual abrange a vasta gama de tópicos que compõem o tema da eletrônica de potência misturando muitos dos tópicos tradicionais com as novas e inovadoras tecnologias que estão no vanguarda dos avanços sendo feitos neste assunto. A ênfase foi colocada na prática aplicação das tecnologias discutido para aumentar o valor do livro para o leitor e a permitir uma compreensão mais clara do material. As apresentações são deliberadamente um tutorial, e exemplos da utilização prática da tecnologia descrita foram incluídos. Os contribuintes para este Handbook abrangem todo o globo e incluem algumas das maiores autoridades em suas áreas de especialização. Eles são da indústria, governo e academia. Todos eles foram escolhido devido ao seu conhecimento íntimo de seus súditos, bem como a sua capacidade de apresentá-los de uma forma facilmente compreensível. Organização O livro está organizado em três partes. Parte I apresenta uma visão geral dos dispositivos semicondutores que são utilizados, ou projectado para ser usado, em dispositivos electrónicos de potência. Parte II explica a operação decircuitos usados em dispositivos eletrônicos de potência, e Parte III descreve um número de pedidos de poder eletrônica, incluindo unidades motoras, aplicações de serviços públicos, e veículos elétricos. O Manual de Eletrônica de Potência é projetada para fornecer tanto o jovem engenheiro e o experimento ciada profissional com respostas para as questões que envolvem o amplo espectro de eletrônica de potência tecnologia abordados neste livro. A esperança é que a cobertura tópica, assim como os numerosos caminhos para o seu acesso, irá atender de forma eficiente as necessidades do leitor. © 2002 por CRC Press LLC
- 6. Agradecimentos Em primeiro lugar,gostaria de agradecer aos autores das seções individuais e os consultores editoriais para a sua assistência. Obviamente, este manual não seria possível sem eles. Eu gostaria de agradecer a todas as pessoas que estiveram envolvidas na preparação deste manual no CRC Press, especialmente Nora Konopka e Christine Andreasen para a sua orientação e paciência. Por fim, a minha mais profunda valori- ciação vai para minha esposa Carol, que gentilmente me permite exercer atividades como esta, apesar da tempo envolvido. © 2002 por CRC Press LLC O Editor Timothy L. Skvarenina recebeu seu BSEE e MSEE diplomas do Instituto de Tecno- Illinois gia em 1969 e 1970, respectivamente, e seu Ph.D. em engenharia elétrica pela Universidade de Purdue em 1979. Em 1970, ele entrou para o serviço ativo com a Força Aérea dos Estados Unidos, onde atuou 21 anos,
- 7. aposentando-secomo tenente-coronel, em1991. Durante sua carreira da Força Aérea, ele passou seis anos concepção, construção,e fiscalizar projetos de distribuição de energia elétrica para uma variedade de instalações. Ele também foi designado parao corpo docente do Air Force Institute of Technology (AFIT) por 3 anos, onde ensinou e pesquisado sistemas convencionais de energia e sistemas de energia pulsada, incluindo railguns, de alta potência switches e geradores magnetocumulative. Dr. Skvarenina recebeu o Mérito da Força Aérea Medalha de Serviço por suas contribuições para o currículo AFIT em 1984. Ele também passou quatro anos com a Strategic Defense Initiative Escritório (SDIO), onde realizou e dirigido sistemas de larga escala estudos de análise. Ele recebeu o Departamento de Defesa Superior Service Medal em 1991 por seu contribuições para SDIO. Em 1991, Dr. Skvarenina se juntou ao corpo docente da Escola Superior de Tecnologia da Universidade de Purdue, ondeAtualmente, leciona cursos de graduação em máquinas elétricas e sistemas de energia, bem como a graduação em engenharia de instalações. Ele é um membro sênior do IEEE; um membro da Sociedade Americana para Educação em Engenharia (ASEE), Tau Beta Pi, e Eta Kappa Nu; e um registada engenheiro profissional no estado do Colorado. Dr. Skvarenina tem sido ativa em ambos IEEE e ASEE. Ocupou os cargos de secretário, vice- cadeira, e presidente do capítulo Central Indiana da Sociedade IEEE Power Engineering. No nacional nível que ele é um membro da Comissão de Educação da Sociedade de Engenharia de Energia. Ele também tem sidoactivo na sociedade IEEE Educação, servindo como editor associado das Operações sobre Educação e cadeira co-programa para os de 1999 e 2003 Frontiers in Conferências de Educação. Para a sua actividade e contribuições para a Sociedade de Educação, recebeu a terceira medalha IEEE Millennium em 2000. Dentro ASEE, Dr. Skvarenina tem sido um membro ativo da Conversão de Energia e Conservancy vação Division, servindo em uma série de escritórios, incluindo cadeira de divisão. Em 1999, ele foi eleito pelo Filiação ASEE ao Conselho de Administração para um mandato de 2 anos como Presidente, Conselho interesse profissionalIII. Em junho de 2000, ele foi eleito pelo Conselho de Administração como Vice-Presidente para a Profissão de juros Conselhos para o ano de 2000-2001. Dr. Skvarenina é o principal autor de um livro didático, alimentação e comandos elétricos, publicado em 2001. Ele é autor ou co-autor de mais de 25 trabalhos nas áreas de sistemas de energia, poder eletrônica, sistemas de pulsado de alimentação e educação em engenharia. © 2002 por CRC Press LLC Advisors Editorial Mariesa Corvo University of Missouri-Rolla Rolla, Missouri Farhad Nozari Boeing Corporação Seattle, Washington Scott Sudhoff Universidade Purdue West Lafayette, Indiana Annette von Jouanne Universidade do Estado de Oregon Corvallis, Oregon Oleg Wasynczuk Universidade Purdue West Lafayette, Indiana
- 8. © 2002 porCRC Press LLC Contribuintes Ali Agah Keith Corzine Sam Guccione SharifUniversityofTechnology Universidade de Wisconsin- Eastern Illinois University Teerã, Irã Milwaukee Charleston, Illinois Milwaukee, Wisconsin Ashish Agrawal Sándor Halász University of Alaska Fairbanks Dariusz Czarkowski Universidade de Budapeste Fairbanks, Alaska Universidade Politécnica de Tecnologia Brooklyn, New York e Economia Hirofumi Akagi Budapeste, Hungria Tokyo Institute of Technology Alexander Domijan, Jr. Tóquio, Japão University of Florida Azra Hasanovic Gainesville, Florida West Virginia University Sohail Anwar Morgantown, West Virginia Universidade Estadual da PensilvâniaMehrdad Ehsani Altoona, Pennsylvania Texas A & M University John Hecklesmiller College Station, Texas Melhor Power Technology, Inc. Rajapandian Ayyanar Nededah, Wisconsin Universidade Estadual do ArizonaAli Emadi Tempe, Arizona Illinois Institute of Technology Alex Huang Q. Chicago, Illinois Virginia Polytechnic Institute Vrej Barkhordarian e da Universidade Estadual International Rectifier Ali Feliachi Blacksburg, Virginia El Segundo, Califórnia West Virginia University Morgantown, West Virginia Iqbal Husain Ronald H. Brown A Universidade de Akron Universidade Marquette Wayne Galli Akron, Ohio Milwaukee, Wisconsin Southwest Power Pool Little Rock, Arkansas Amit Kumar Jain Patrick L. Chapman Universidade de Minnesota Universidade de Illinois Michael Giesselmann Minneapolis, Minnesota em Urbana-Champaign Texas Tech University Urbana, Illinois Lubbock, Texas Attila Karpati Universidade de Budapeste Badrul H. Chowdhury Tilak Gopalarathnam de Tecnologia University of Missouri-Rolla Texas A & M University e Economia Rolla, Missouri College Station, Texas Budapeste, Hungria
- 9. © 2002 porCRC Press LLC Philip T. Krein Michael E. Ropp Laura Steffek Universidade de Illinois Sul Dakota State University Melhor Power Technology, Inc. em Urbana-Champaign Brookings, Dakota do Sul Nededah, Wisconsin Urbana, Illinois Hossein Salehfar Roman Stemprok Dave Layden University of North Dakota University of North Texas Melhor Power Technology, Inc. Grand Forks, North Dakota Denton, Texas Nededah, Wisconsin Bipin Satavalekar Mahesh M. Swamy Daniel Logue University of Alaska Fairbanks Yaskawa Electric America Universidade de Illinois Fairbanks, Alaska Waukegan, Illinois em Urbana-Champaign Urbana, Illinois Karl Schoder Hamid A. Toliyat West Virginia University Texas A & M University Javad Mahdavi Morgantown, West Virginia College Station, Texas Universidade Sharif de Tecnologia Daniel Jeffrey Shortt Eric Walters Teerã, Irã Universidade Cedarville PC Krause and Associates Cedarville, Ohio West Lafayette, Indiana Paolo Mattavelli Universidade de Padova Timothy L. Skvarenina Oleg Wasynczuk Padova, Itália Universidade Purdue Universidade Purdue West Lafayette, Indiana West Lafayette, Indiana Roger Mensageiro Florida Atlantic University Zhidong Canção Richard W. Wies Boca Raton, Florida University of Florida University of Alaska Gainesville, Florida Fairbanks István Nagy Fairbanks, Alaska Universidade de Budapeste Giorgio Spiazzi de Tecnologia Universidade de Padova Brian Young e Economia Padova, Itália Melhor Power Technology, Inc. Budapeste, Hungria Nededah, Wisconsin Ana Stankovic Tahmid Ur Rahman Universidade Estadual de Cleveland Texas A & M University Cleveland, Ohio College Station, Texas Ralph Staus Kaushik Rajashekara Universidade Estadual da Pensilvânia Delphi Automotive Systems Reading, Pensilvânia Kokomo, Indiana © 2002 por CRC Press LLC
- 10. Conteúdo PARTE I PowerDispositivos Eletrônicos 1 Power Electronics 1.1 Overview Kaushik Rajashekara 1.2 Diodes Sohail Anwar 1.3 Schottky Diodes Sohail Anwar 1.4 Tiristores Sohail Anwar 1,5 Poder Transístores bipolares de junçãoSohail Anwar 1.6 MOSFETs Vrej Barkhordarian 1,7 Geral de semicondutores de potência Chave RequisitosAlex Huang Q. 1,8 Gate Turn-Off Tiristores Alex Huang Q. 1,9 Bipolar de porta isolada TransistoresAlex Huang Q. 1.10 Porta-Comutado Tiristores e Outros GTOs Hard-Conduzido Alex Huang Q. 1.11 Comparação Teste de Switches Alex Huang Q. PARTE II Poder Circuitos Eletrônicos e Controles 2 DC-DC 2.1 Visão geral Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal 2.2 Choppers Javad Mahdavi, Ali Agah, e Ali Emadi 2.3 Buck Converters Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal 2.4 Impulsione Converters Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal 2,5 Cuk Converter Richard Wies, Bipin Satavalekar e Ashish Agrawal 2.6 Buck-Boost Converters Daniel Jeffrey Shortt 3 AC-AC Conversão Sándor Halász 3.1 Introdução 3.2 Cicloconversores 3.3 Conversores de Matrix 4 retificadores 4.1 Retificadores monofásicos DescontroladaSam Guccione 4.2 Retificadores não controladas e controladasMahesh M. Swamy 4.3 Trifásico pulso modulação por largura de impulso-Type retificadoresAna Stankovic © 2002 por CRC Press LLC 5 Inversores 5.1 Visão geral Michael Giesselmann 5.2 DC-AC Conversão Attila Karpati 5.3 Resonant Converters István Nagy 5.4 Série-ressonante InversoresDariusz Czarkowski 5.5 Resonant DC-Link Inversores Michael B. Ropp 5.6 Auxiliar Resonant Comutado Pole Inversores
- 11. Eric Walters eOleg Wasynczuk 6 Conversores Multinível Keith Corzine 6.1 Introdução 6.2 Multinível Voltage fonte de modulação 6.3 Fundamentais multinível Converter Topologias 6.4 Cascateou multinível Converter Topologias 6.5 Exemplos Multinível Converter laboratório 6.6 Conclusão 7 Estratégias de modulação 7.1 Introdução Michael Giesselmann 7.2 Seis Etapas Modulation Michael Giesselmann 7.3 Modulação por Largura de Pulso Michael Giesselmann 7,4 Injeção Harmonic Third para Tensão de Impulso de Sinais SPWM Michael Giesselmann 7,5 Geração de sinais PWM Usando microcontroladores e DSPs Michael Giesselmann 7.6 Tensão-acordo com a origem actual regulamentoMichael Giesselmann 7.7 Controle de feedback de histereseHossein Salehfar 7.8 Space-Vector Pulso Modulação por Largura Hamid A. Toliyat e Tahmid Ur Rahman 8 Controle deslizante-Mode de comutada de fontes de alimentação Giorgio Spiazzi e Paolo Mattavelli 8.1 Introdução 8.2 Introdução à Sliding-Mode Controle 8.3 Noções básicas de Sliding-Mode Theory 8.4 Aplicação de Controle deslizante-Mode para Princípio conversores CC-CC-Basic 8,5 Deslizando-Modo de Controle de Buck conversores CC-CC 8,6 Extensão para impulsionar e Buck-Boost conversores CC-CC 8,7 Extensão para Cuk e SEPIC conversores CC-CC 8,8 General-Purpose Sliding-Mode Implementação de Controle 8,9 Conclusões © 2002 por CRC Press LLC Aplicações Parte III e Considerações Sistemas 9 DC Motor Drives Ralph Staus 9.1 DC Motor Básico 9.2 Controle de velocidade DC 9.3 DC Unidade Basics 9.4 Drives Transistor PWM DC 9,5 Drives SCR DC 10 Machines CA controlada como DC Machines (DC sem escovas Máquinas / Eletrônica) Hamid A. Toliyat e Tilak Gopalarathnam 10.1 Introdução 10.2 Construção de Máquinas 10.3 Motor Características 10,4 conversor de poder eletrônico 10.5 Posição Sensing 10.6 Componentes de torque pulsante 10,7 Torque velocidade Características 10.8 Aplicações 11 Controle de Drives máquina de indução
- 12. Daniel Logue ePhilip T. Krein11.1 Introdução 11,2 Scalar Indução de controle da máquina 11.3 Controle de Vetores de Máquinas de Indução 11.4 Resumo 12 -Ímã permanente Drives máquina síncrona Patrick L. Chapman 12.1 Introdução 12.2 Construção de MSIP Sistemas de Acionamento 12,3 Simulação e Modelo 12.4 Controlar o MSIP 12.5 Tópicos Avançados em Drives MSIP 13 Máquinas de relutância comutado Iqbal Husain 13.1 Introdução 13.2 Configuração de SRM 13.3 Princípio básico de funcionamento 13.4 Projeto 13.5 Converter Topologias 13,6 estratégias de controle 13.7 Controle Sensorless 13.8 Aplicações © 2002 por CRC Press LLC 14 Passo Motor Drives Ronald H. Brown 14.1 Introdução 14.2 Tipos e operação do Passo Motors 14,3 passo do motor Models 14,4 Controlo de Motores da etapa 15 Servo Drives Sándor Halász 15.1 Drives DC 15,2 Drives Motor de Indução 16 Uninterruptible Power Supplies Laura Steffek, John Hacklesmiller, Dave Layden, e Brian Young 16.1 Funções UPS 16.2 estáticas UPS Topologias 16,3 UPSs Rotary 16,4 alternativos AC e DC Fontes 17 Qualidade de Energia e Utility questões de interface 17.1 Visão geral Wayne Galli 17.2 Considerações sobre Qualidade de Energia Timothy L. Skvarenina 17,3 Passive Harmonic Filtros Badrul H. Chowdhury 17.4 Filtros Ativos para Condicionamento de potênciaHirofumi Akagi 17,5 Fator de Potência Unitário RetificaçãoRajapandian Ayyanar e Amit Kumar Jain 18 Células fotovoltaicas e Sistemas Roger Mensageiro 18.1 Introdução 18.2 Fundamentos da célula solar 18,3 utilitário interativo PV Applications 18,4 sistemas autônomos PV 19 Flexível, confiável e inteligente Energia Elétrica Sistemas de Distribuição Alexander Domijan, Jr. e Zhidong Canção 19.1 Introdução 19.2 O conceito de AMIGOS 19.3 Desenvolvimento de FRIENDS 19.4 As tecnologias eletrônicas avançadas de energia dentro de CCQ 19,5 Significância de amigos 19,6 Realização de AMIGOS 19.7 Conclusões
- 13. 20 Controladores deFluxo de Potência da Unificação Ali Feliachi, Azra Hasanovic, e Karl Schoder 20.1 Introdução 20.2 Fluxo de Potência em uma Linha de Transmissão © 2002 por CRC Press LLC 20,3 UPFC Descrição e Operação 20,4 UPFC Modeling 20,5 Control Design 20.6 Estudo de caso 20.7 Conclusão Reconhecimento 21 Veículos mais-elétrico Ali Emadi e Mehrdad Ehsani 21,1 Aircraft Ali Emadi e Mehrdad Ehsani 21,2 Veículos Terrestres Ali Emadi e Mehrdad Ehsani 22 Princípios de Magnetics Roman Stemprok 22.1 Introdução 22,2 Natureza de um campo magnético 22,3 Eletromagnetismo 22,4 Magnetic densidade de fluxo 22,5 circuitos magnéticos 22,6 Magnetic intensidade do campo 22,7 equações de Maxwell 22,8 indutância 22.9 Considerações Práticas 23 Simulação Computacional de Eletrônica de PotênciaMichael Giesselmann 23.1 Introdução 23.2 Código Qualificação e Validação do Modelo 23.3 Conceitos Básicos-Simulação de um conversor Buck 23.4 Técnicas Avançadas de Simulação de um full-ponte (H-Bridge) Converter 23.5 Conclusões © 2002 por CRC Press LLC
- 14. EU Electronic Power Devices 1 PowerElectronics Kaushik Rajashekara, Sohail Anwar, Vrej Barkhordarian, Alex Huang Q. Visão geral • • Diodos Schottky Diodes • Tiristores • Poder de Junção Bipolar Transistores • MOSFETs • Geral de semicondutores de potência Chave Requisitos • Portão Turn-Off Tiristores • bipolar de porta isolada Transistores • GATE-Comutado Tiristores e outros Hard-Driven GTOs • Comparação Teste de Switches © 2002 por CRC Press LLC 1
- 15. Eletrônica de Potência KaushikRajashekara 1.1 Visão global Thyristor e Triac • Gate Turn-Off Thyristor • ReverseDelphi Automotive Systems Realização Tiristor (RCT) e assimétrico silício Sohail Anwar Retificador Controlado (ASCR) • Transistor Alimentação • Fonte Universidade Estadual da Pensilvânia MOSFET • Duplas-Gate Bipolar Transistor (IGBT) • Thyristor MOS-Controlada (MCT) Vrej Barkhordarian 1.2 Diodes International Rectifier Características• Classificações principais para Diodes • Retificador Circuits • O teste de um Poder Diode • Proteção do PoderAlex Huang Q. Diodes Virginia Polytechnic Institute e da Universidade Estadual 1.3 Schottky Diodes Características• Especificações de dados • Teste de Schottky Diodes 1.4 Tiristores As noções básicas de retificadores Silicon-controlados (SCR) • Características• SCR turn-off Circuitos • SCR Classificações • O DIAC • O Triac • A Silicon-Controlled Alterne • The Gate Folha Thyristor • Dados turn-off para um Thyristor típica 1,5 Poder Transístores bipolares de junção As características Volt-Ampere de uma polarização BJT • BJT • BJT Perdas de Energia • BJT Testing • Proteção BJT 1.6 MOSFETs Características estáticos• Dinâmico Características• Aplicações 1,7 Geral de Energia Semiconductor Interruptor Requisitos 1,8 Gate Turn-Off Tiristores GTO Atacante Condução • GTO Turn-Off and Forward Bloqueio • GTO Prático Turn-Off Operação • Dinâmico Avalanche • Non-Uniform de desligamento Processo entre GTO Células• Resumo 1,9 Bipolar de porta isolada Transistores IGBT Estrutura e Funcionamento 1.10 Porta-Comutado Tiristores e Outros GTOs Hard-Conduzido Unity Gain Turn-Off GTOs Operação • Hard-Conduzido 1.11 Comparação Teste de Switches Tester pulso utilizada para a caracterização • Os dispositivos usados para Comparação • Verificação Ganho Unitário • Portão unidade Circuits • Perda Atacante Condução Caracterização • Testes de comutação • Conclusões Discussão • Comparação © 2002 por CRC Press LLC 1.1 Visão global Kaushik Rajashekara A era moderna da eletrônica de potência começou com a introdução de tiristores no final dos anos 1950. Agora há vários tipos de dispositivos de energia disponíveis para aplicações de alta potência e de alta freqüência. O mais dispositivos de energia notáveis são porta tiristores turn-off, poder transistores Darlington, MOSFETs de potência e isolados-gate transistores bipolares (IGBTs). Dispositivos semicondutores de potência são o mais importante funcionalelementos em todas as aplicações de conversão de energia. Os dispositivos de energia são utilizados principalmente como muda para converterpoder de uma forma para outra. Eles são usados em sistemas de controle de motores, fontes de alimentação ininterrupta,de alta tensão de transmissão DC, fontes de alimentação, aquecimento por indução, e em muitos outros de conversão de energiaaplicações. A avaliação das características básicas destes dispositivos de energia é apresentado nesta seção. Thyristor e Triac O thyristor, também chamado de retificador controlado de silício-(SCR), é basicamente um de quatro camadas de três junção pnpndispositivo. Ele tem três terminais: ânodo, cátodo, e portão. O dispositivo está ligado através da aplicação de um pulso curtodo outro lado da porta, e cátodo. Uma vez que o dispositivo é ligado, o portão perde seu controle para desligar o dispositivo.O desvio é conseguido através da aplicação de uma tensão inversa entre o ânodo e cátodo. O símbolo thyristor e as suas características voltampere são mostrados na Fig. 1.1 . Existem basicamente duas classificações de tiristores: grau conversor e inversor série. A diferença entre um conversor de nível e uma inverter- tiristor grau é o tempo de desligar baixa (da ordem de alguns microssegundos) para o último. O converter- tirístores são de grau tipo lento e são utilizados em aplicações de comutação naturais (controlado) ou de fase.
- 16. FIGURA 1.1 (A)símbolo Thyristor e (b) as características volt-ampere. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia e Aplicações, p. 5. © 1992 IEEE. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Figura 1.2 (A) símbolo Triac e (b) as características volt-ampere. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia e Aplicações, p. 5. © 1992 IEEE. Com a permissão.) Tiristores Inverter-grade são usados em aplicações de comutação forçada como choppers DC-DC e Inversores DC-AC. Os tiristores inversor de grau são desligados por forçando a corrente a zero com um circuito de comutação externa. Isto exige componentes de comutação adicionais, resultando, assim, em perdas adicionais no inversor. Tiristores são dispositivos altamente robustos em termos de correntes transitórias, di / dt e dv / dt capacidade. O queda de tensão directa de tiristores é de cerca de 1,5 a 2 V, e até mesmo com correntes mais altas, da ordem de 1000 A,que raramente excede 3 V. Enquanto a tensão direta determina a perda de energia on-estado do dispositivo em qualquerdado atual, a perda de poder de comutação torna-se um fator dominante que afeta a junção do dispositivo temperatura nas freqüências de operação. Devido a isso, a comutação de frequências máxima possível usando tiristores são limitados em comparação com outros dispositivos de energia considerados nesta seção. Tiristores ter I 2 t suportar capacidade e podem ser protegidos por fusíveis. A atual onda nonrepetitive capacidade de tiristores é cerca de 10 vezes a sua raiz classificado mean square (RMS) atual. Eles devem ser protegidospor redes de amortecimento para / dt dv e di / dt efeitos. Se o especificado dv / dt for excedido, pode começar tiristores condução sem aplicar um pulso portão. Em aplicações de conversão CC para CA, é necessário utilizar um diodo antiparalelo de classificação semelhante em cada thyristor principal. Tiristores estão disponíveis até 6000 V, 3500 A.A triac é funcionalmente um par de tiristores conversor de grau ligados em antiparalelo. O símbolo triac e características voltampere são mostrados na Fig. 1.2 . Devido à integração, o triac tem má reaplicado dv / dt , pobre portão sensibilidade da corrente ao ligar, e maior tempo de turn-off. Triacs são utilizados principalmente na faseaplicações de controle, tais como em reguladores de corrente alternada para iluminação e controle de ventilador e em relés de corrente alternada de estado sólido. Gate Turn-Off Thyristor
- 17. O GTO éum dispositivo de comutação de energia que pode ser ativado por um curto pulso de corrente de porta e virouoff por um impulso de porta inversa. Esta porta de amplitude de corrente inversa é dependente da corrente do ânodo serdesligada. Assim, não há necessidade de um circuito de comutação externo para desligá-lo. Porque turn-off é fornecido por ignorando transportadoras directamente para o circuito de porta, o seu tempo de desligação é curto, dando assim maiscapacidade de operação de alta frequência do que tiristores. O símbolo GTO e características turn-off são mostrados na Fig. 1.3 . GTOs têm o I 2 t suportar capacidade e, consequentemente, podem ser protegidos por fusíveis semicondutores. Para confiáveloperação de GTOs, os aspectos críticos são design adequado do circuito portão turn-off e o amortecedor circuito. Um GTO tem um ganho de corrente pobre de desligamento da ordem de 4 a 5. Por exemplo, um A-2000 corrente de picoGTO pode exigir tão elevada como 500 A de corrente de porta inversa. Além disso, um GTO tem a tendência para trancar atemperaturas acima de 125 ° C. GTOs estão disponíveis até cerca de 4500 V, 2500 A. © 2002 por CRC Press LLC Figura 1.3 (A) símbolo GTO e (b) as características de desligamento. (De Bose, BK, Modern Power Electronics: ava- liação, Tecnologia e Aplicações, p. 5. © 1992 IEEE. Com a permissão.) Tiristor (RCT) e assimétrico Reverse-Realização Retificador Controlado-Silicon (ASCR) Normalmente, em aplicações de inversor, um díodo em antiparalelo está ligado ao tiristor para comu- tação / fins libertários. Em ensaios clínicos randomizados, o diodo é integrado com um thyristor comutação rápida em umúnico chip de silício. Assim, o número de dispositivos de alimentação pode ser reduzida. Esta integração traz diante uma melhoria substancial das características estáticas e dinâmicas, bem como o seu circuito global desempenho. As ECAs são projetados principalmente para aplicações específicas, tais como unidades de tração. O antiparallel diodo limita a tensão inversa entre o tiristor de 1 a 2 V. Além disso, por causa da recuperação inversa comportamento dos diodos, o tiristor pode ver muito alto reaplicado dv / dt quando o diodo se recupera de sua tensão reversa. Isto requer o uso de grandes redes RC amortecimento para suprimir transientes de tensão. Como o escala de aplicação de tiristores e diodos estende em freqüências mais altas, a sua taxa de recuperação reversa torna-se cada vez mais importante. Altas autoliquidação recuperação resulta em dissipação de alta potência durante comutação. A ASCR tem a frente semelhante bloqueando capacidade de um thyristor inverter-grade, mas tem um limitado bloqueio (cerca de 20 a 30 V) capacidade de reverter. Ele tem uma queda de tensão no estado de cerca de 25% menos do que umathyristor inverter-grade de uma classificação similar. A ASCR apresenta um tempo de turn-off rápido; assim pode trabalhar emuma frequência superior a uma SCR. Uma vez que o tempo de desligação é para baixo por um factor de cerca de 2, o tamanho docomponentes comutadores podem ser reduzidos para metade. Devido a isso, as perdas de comutação também será baixo.Porta-assistida técnicas de turn-off são usados para reduzir ainda mais o tempo de desligamento de um ASCR. O aplicação de uma tensão negativa para o portão durante a abertura de fora ajuda a evacuar carga armazenada no dispositivoe ajuda os mecanismos de recuperação. Isto, na verdade, reduzir o tempo de turn-off por um fator de até 2 sobre o dispositivo convencional. © 2002 por CRC Press LLC
- 18. Figura 1.4 Umde dois estágios Darlington transistor com diodo de bypass. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia e Aplicações, p. 6. © 1992 IEEE. Com a permissão.) Transistor de potência Transistores de potência são utilizados em aplicações que vão de alguns a várias centenas de kilowatts e comutação frequências até cerca de 10 kHz. Transistores de potência usadas em aplicações de conversão de energia são geralmentenpn tipo. O transistor de potência é ligado através do fornecimento de corrente de base suficiente, e esta unidade base tempara ser mantida durante todo o seu período de condução. Ela é desativada por retirar a unidade de base e fazendo a tensão de base ligeiramente negativo (dentro - V BE (max) ). A tensão de saturação do dispositivo é normalmente de 0,5 a 2,5 V e aumenta à medida que a corrente aumenta. Assim, as perdas do estado aumentar maisque proporcionalmente com a corrente. O transistor de estado de perdas são muito mais baixos do que as perdas do estadoporque a corrente de fuga do dispositivo é da ordem de poucos mA. Por causa da relativamente maior tempos de comutação, a perda de comutação aumenta significativamente com a freqüência de comutação. Transistores de potência podebloco só para a frente tensões. A avaliação de tensão de pico inverso destes dispositivos é tão baixa quanto 5 a 10 V.Transistores de potência não têm I 2 t suportabilidade. Em outras palavras, elas podem absorver muito pouco energia antes de avaria. Por isso, eles não podem ser protegidos por fusíveis semicondutores, e, assim, uma método de protecção electrónico tem que ser utilizado. Para eliminar as actuais exigências de base elevado, configurações Darlington são comumente usados. Eles são disponível em monolítica ou em embalagens isoladas. A configuração básica de Darlington é mostrado esquematicamentena Fig. 1.4 . A configuração de Darlington apresenta uma vantagem específica na medida em que podem aumentar consideravelmentea corrente comutada pelo transistor para uma determinada unidade de base. O V CE (sat) para o Darlington é geralmentemais do que a de um único transistor de classificação semelhante com o aumento da perda de potência no estado correspondente.Durante a mudança, a junção coletor reversamente polarizada pode apresentar efeitos de degradação hot spots que sãoespecificada pela inversão de viés área segura operacional (RBSOA) e voltada para o viés de área de operação segura (FBSOA).Os dispositivos modernos com altamente interdigited vigor geometria da base emissor atual distribuição mais uniformee, portanto, melhorar consideravelmente os efeitos de degradação secundárias. Normalmente, a mudança bem concebidorede ajuda restringe o funcionamento do dispositivo, bem dentro da SOA. MOSFET MOSFETs de potência são comercializados por fabricantes diferentes com as diferenças na geometria interna e com nomes diferentes, tais como Megamos, HEXFET, SIPMOS e TMOS. Eles têm características únicas que fazem -os potencialmente atractivo para aplicações de comutação. Eles são, essencialmente, e não para a tensão dispositivos às correntes, ao contrário de transistores bipolares. O portão de um MOSFET é isolado electricamente a partir da fonte por uma camada de óxido de silício. O portão consome apenas uma corrente de fuga minuto na ordem dos nano amperes. Por isso, o circuito de comando de porta é simplese perda de potência no circuito de controle do portão é praticamente desprezível. Embora no estado estacionário o portão chamavirtualmente nenhuma corrente, isto não é tão sob condições transientes. A fonte porta-a-porta e-to-dreno © 2002 por CRC Press LLC
- 19. Figura 1.5 PoderMOSFET símbolo circuito. (De Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia, e Aplicações, p. 7. © 1992 IEEE. Com a permissão.) capacitâncias têm que ser carregada e descarregada de forma adequada para se obter a desejada velocidade de comutação, ecircuito a unidade deve ter uma impedância de saída suficientemente baixo para suprir a carga necessária e descarregando correntes. O símbolo circuito de um MOSFET de alimentação está representado na fig. 1.5 . MOSFETs de energia são dispositivos de suporte da maioria, e não há tempo de armazenamento dos portadores minoritários. Assim,eles têm ascensão e queda vezes excepcionalmente rápidos. Eles são dispositivos essencialmente resistivas quando ligado,enquanto que os transistores bipolares apresentam uma forma mais ou menos constante V CE (sat) ao longo da gama de funcionamento normal. Poderdissipação em MOSFETs é Id 2 R DS (on) , e em bipolares é I C V CE (sat) . A baixas correntes, por conseguinte, um poder MOSFET pode ter uma perda de condução mais baixa do que um dispositivo bipolar comparável, mas com correntes mais altas,a perda de condução vai superar a dos bipolares. Além disso, o R DS (em) aumenta com a temperatura. Uma característica importante de um MOSFET de energia é a ausência de um efeito de repartição secundária, que éapresentar em um transistor bipolar, e como resultado, tem um desempenho de comutação extremamente robusto. EmMOSFETs, R DS (sobre) aumenta com a temperatura, e assim a corrente é automaticamente desviado de o hot spot. A junção corpo de drenagem aparece como um diodo antiparallel entre fonte e dreno. Assim, MOSFETs de potência não vai apoiar tensão na direção inversa. Embora este diodo inverso é relativamente rápido, que é lento em comparação com o MOSFET. Dispositivos recentes têm um tempo de recuperação diodo tão baixo quanto100 ns. Uma vez que os MOSFETs não pode ser protegido por fusíveis, uma técnica de protecção electrónico tem que ser utilizado.Com o avanço da tecnologia MOS, MOSFETs robustos estão substituindo o convencional MOSFETs. A necessidade de ruggedize MOSFETs de energia está relacionada com a confiabilidade do dispositivo. Se um MOSFET está operandodentro de sua faixa de especificação em todos os momentos, as suas chances de falhar catastroficamente são mínimas. No entanto,se a sua classificação máxima absoluta é excedido, probabilidade de falha aumenta drasticamente. Sob real condições de funcionamento, um MOSFET pode ser submetido a transientes de tanto externamente a partir do barramento de energiafornecendo o circuito ou a partir do circuito em si, devido, por exemplo, para chutes indutivos que vão além da classificações máximas absolutas. Tais condições são prováveis em quase todas as aplicações, e na maioria dos casos sãoalém do controle do designer. Dispositivos robustos são feitos para ser mais tolerante para transientes de sobretensão.Robustez é a capacidade de um MOSFET para operar em um ambiente de tensões elétricas dinâmicas, sem activar qualquer dos parasitas transistores de junção bipolar. O dispositivo robusto pode suportar níveis mais elevados de recuperação diodo dv / dt e estático dv / dt. Duplas-Gate Bipolar Transistor (IGBT) O IGBT tem as características de alta impedância de entrada e de alta velocidade de um MOSFET com a condutividadecaracterística (baixa tensão de saturação) de um transistor bipolar. O IGBT é ligado através da aplicação de um positivotensão entre o portão e emissor e, como no MOSFET, ele está desligado, fazendo o sinal de porta zero ou ligeiramente negativa. O IGBT tem uma queda de tensão muito menor do que um MOSFET de classificações semelhantes. © 2002 por CRC Press LLC
- 20. Figura 1.6 (A)IGBT Nonpunch-through, (b) Circuito de soco-through IGBT, (c) IGBT equivalente. A estrutura de um IGBT é mais como um thyristor e MOSFET. Para um dado IGBT, existe um valor crítico de corrente de coletor que irá causar uma grande queda de tensão suficiente para ativar o tiristor. Assim, o dispositivo fabricante especifica o coletor de corrente admissível de pico que pode fluir sem trava-up ocorrendo. Lá é também uma fonte de tensão de porta correspondente que permite que este fluxo de corrente que não deve ser excedido.Como o MOSFET de energia, o IGBT não apresentam o fenômeno repartição secundária comum para transistores bipolares. No entanto, deve-se tomar cuidado para não exceder a dissipação de potência máxima e especificado temperatura máxima da junção do dispositivo em todas as condições de garantia fiável operação. A tensão no estado do IGBT é fortemente dependente da tensão da porta. Para obter um baixo no estado de tensão, uma tensão suficientemente elevada porta deve ser aplicada. Em geral, IGBTs pode ser classificado como um soco-through (PT) e nonpunch-through (TNP) estruturas, como mostrado na Fig. 1.6 . No PT IGBT, um N + camada tampão é normalmente introduzido entre a P + substrato e a N - camada epitaxial, de modo que todo o N - região de flutuação está esgotada quando o dispositivo de bloqueio é o estado desligadotensão, e na forma de campo elétrico no interior do N - região deriva está perto de uma forma retangular. Porque um mais curto N - região pode ser utilizado no IGBT vazada, um melhor equilíbrio entre a tensão para a frente cair e tempo de desligamento pode ser alcançado. PT IGBTs estão disponíveis até cerca de 1200 V. IGBTs de alta tensão são realizados através de um processo nonpunch-through. Os sensores são construídos em um N - substrato wafer, que serve como o N - região deriva base. Experimental NPT IGBTs de até cerca de 4 kV têm sido relatados na literatura. IGBTs NPT são mais robustos do PT IGBTs, particularmente sob curto condições de circuito. Mas NPT IGBTs ter uma queda de tensão direta maior do que os IGBTs PT. O PT IGBTs não pode ser tão facilmente paralelo como MOSFETs. Os factores que inibem a partilha de corrente IGBTs ligados em paralelo são (1) on-estado desequilíbrio atual, causada por V CE (sat) distribuição e principal circuito de fiação de distribuição de resistência, e (2) desequilíbrio de corrente no turn-on e turn-off, causada pela comutação diferença de horário dos dispositivos ligados em paralelo e distribuição indutância fiação do circuito. O TNP IGBTs pode ser comparado por causa de sua propriedade coeficiente de temperatura positivo. © 2002 por CRC Press LLC Figura 1.7 Secção transversal da célula típica e circuito esquemático para P-MCT. (De Harris Semiconductor, Guia do Usuário de MOS Thyristor controlada. Com a permissão.) Thyristor MOS-Controlada (MCT) O MCT é um novo tipo de dispositivo semicondutor de potência que combina as capacidades de tensão thyristor e atual com MOS fechado turn-on e turn-off. É um de alta potência, de alta freqüência, baixa de condução gota e um dispositivo robusto, o que é mais provável de ser utilizado no futuro para média e alta potência aplicações. Uma estrutura da secção transversal de um p -type MCT com o seu esquema de circuito é mostrado na Fig. 1.7 .O MCT tem uma estrutura tipo thyristor com três cruzamentos e pnpn camadas entre o ânodo e cátodo. Na prática um MCT, cerca de 100.000 células semelhantes à mostrada estão em paralelo para alcançar o desejada classificação atual. MCT está ligado por um impulso negativo de voltagem na porta em relação ao ânodo, desligou-se por um pulso de tensão positiva. O MCT foi anunciada pelo R & D Center General Electric em 30 de novembro de 1988. Harris Semiconductor Corporation desenvolveu duas gerações de p -MCTs. Gen-1 p -MCTs estão disponíveis em 65 A / 1000 V e 75 A / 600 V com corrente controlável pico de 120 A. Gen-2 p -MCTs estão sendo desenvolvidos em faixas de corrente e tensão semelhantes, com muito maior capacidade de ativar-se e velocidade de comutação. A razão para o desenvolvimento de um p -MCT é o facto de a densidade de corrente que pode ser desligado é dois
- 21. ou três vezesmaior que a de um n -MCT; mas n -MCTs são os necessários para muitos práticoaplicações. A vantagem de um MCT sobre IGBT é a sua baixa queda de tensão. n -tipo MCTs será esperado para tem uma queda de tensão directa semelhante, mas com uma melhoria de polarização inversa área de operação segura e interrupçãovelocidade. MCTs têm tempos relativamente baixos de comutação e tempo de armazenamento. O MCT é capaz de alta correntedensidades e tensões de bloqueio nos dois sentidos. Uma vez que o ganho de potência de um MCT é extremamente elevada,Pode ser accionada directamente a partir de portas lógicas. Um MCT tem alta di / dt (da ordem de 2500 A / μ s) e alta dv / dt (da ordem de V / 20.000 μ s) de capacidade. O MCT, por causa de suas características superiores, mostra uma enorme possibilidade para aplicações tais como acionamentos de motores, fontes de alimentação ininterrupta, compensadores estáticos, e alta potência de potência ativacondicionadores de linha. Os dispositivos atuais e futuras de semicondutores de potência direção do desenvolvimento é mostrado na Fig. 1.8 .Capacidade de operação de alta temperatura e baixa operação de queda de tensão para a frente pode ser obtida se o silícioé substituída por material de carboneto de silício para a produção de dispositivos de energia. O carbureto de silício tem uma banda maiorgap do que o silício. Assim, poderiam ser desenvolvidos dispositivos de tensão de ruptura superior. Dispositivos de carbeto de silíciotêm excelentes características de comutação e as tensões de bloqueio estáveis a temperaturas mais elevadas. Mas o silíciodispositivos de carboneto ainda estão nos primeiros estágios de desenvolvimento. © 2002 por CRC Press LLC Figura 1.8 Semicondutores de potência direção do desenvolvimento de dispositivos atuais e futuros. (A partir de Huang, AQ, recentesdesenvolvimentos de dispositivos semicondutores de potência, VPEC Seminário Proceedings, pp. 1-9. Com a permissão.) Referências Bose, BK, modernos Eletrônica de Potência: Avaliação, Tecnologia e Aplicações, IEEE Press, New York, 1992. Harris Semiconductor, Guia do Usuário de MOS Controlled Thyristor. Huang, AQ, os desenvolvimentos recentes de dispositivos semicondutores de potência, em VPEC Seminário Proceedings,Setembro de 1995, 1-9. Mohan, N. e T. Undeland, Eletrônica de Potência: Conversores, Applications, and Design, John Wiley & Sons, Nova Iorque, 1995. Wojslawowicz, J., transistores robustos emergindo como porta-estandartes de potência MOSFET, Technics Poder Magazine, Janeiro de 1988, 29-32. Maiores informações Pássaro, BM e KG King, An Introduction to Power Electronics, Wiley-Interscience, New York, 1984. Sittig, R. e P. Roggwiller, dispositivos semicondutores para Condicionamento de potência, Plenum, New York, 1982. Temple, VAK, avanços na tecnologia thyristor MOS controlada e capacidade, Power Conversion, 544-554, outubro de 1989. Williams, BW , Eletrônica de Potência, dispositivos, aplicações e controladores, John Wiley, New York, 1987. 1.2 Diodes Sohail Anwar Diodos de potência desempenhar um papel importante em circuitos de eletrônica de potência. Eles são utilizados principalmente como descontroladarectificadores para converter monofásico ou trifásico de tensão AC para DC. Eles também são utilizados para fornecer um caminhopara o fluxo de corrente em cargas indutivas. Os tipos mais comuns de materiais semicondutores utilizados para construir diodossão silício e germânio. Diodos de potência são geralmente construídos usando silício porque diodos de silício pode operar a corrente mais alta e a temperaturas mais elevadas do que os diodos de derivação de germânio. O símbolo para umadíodo semicondutor é dada na Fig. 1.9 . A tensão terminal e atual são representados como V d e I d , respectivamente. A Figura 1.10 apresenta a estrutura de um diodo. Ele tem um ânodo (A) e terminal de um cátodo (K)terminal. O díodo é construído por junção de duas peças de material semicondutor p -type e um n --type para formar um pn -junction. Quando o terminal de ânodo é positiva em relação ao cátodo terminal, o pn -junction torna-se polarizado diretamente e o diodo conduz a corrente com um relativamente baixo queda de tensão. Quando o terminal de cátodo é positiva em relação ao terminal de ânodo, o pn -junction torna-se inversa-tendenciosa e o fluxo de corrente é bloqueada. A seta no símbolo de diodo na Fig. 1.9 mostra a direcção do fluxo de corrente convencional, quando o díodo conduz.
- 22. © 2002 porCRC Press LLC Características As características tensão-corrente de um diodo são mostrados na Fig. 1.11 . Em A a região para a frente, o diodo começa a conduzir quando a voltagem do ânodo é aumentaram em relação ao cátodo. A tensão actual começa onde I d para aumentar rapidamente é chamado a tensão do joelho do diodo. Para uma silício+ díodo, a tensão de joelho é de aproximadamente 0,7 V. Acima da voltagem de joelho,Vd pequenos aumentos na tensão do diodo produzir grandes aumentos no diodo _ corrente. Se a corrente do díodo é muito grande, o calor excessivo irá ser gerado, que pode destruir o diodo. Quando o diodo é inversa-tendenciosa, diodo corrente é muito pequeno para todos os valores de voltagem inversa menos do que o diodo tensão de ruptura. Na repartição, a atual diodo aumenta rapidamente K para pequenos aumentos na tensão do diodo. Figura 1.9 Símbolo Diode. Principais avaliações para Diodes A As Figuras 1.12 e 1.13 mostram folhas de dados típicos para diodos de potência. Média Máxima Corrente em avanço EUd A corrente média máxima para a frente (I f (avg) max ) é a corrente de um diodo pode lidar com segurança quando polarizado. Diodos de potência estão disponíveis em+ Pratings de alguns amperes para várias centenas de ampères. Por exemplo, Vd o diodo de potência D 6 descrito na ficha de especificação de dados ( Fig 1.12 )N _ pode lidar com até 6 A no sentido progressivo, quando utilizado como um retificador. Tensão inversa de pico A tensão de pico inverso (PIV) de um diodo é a tensão máxima inversa que pode ser ligado através de um díodo sem avaria. O pico K tensão inversa também é chamado de pico de tensão reversa ou de ruptura reversa tensão. As classificações de PIV de diodos de força se estende a partir de alguns volts paraFigura 1.10 Estrutura de diodo. vários milhares de volts. Por exemplo, o diodo de potência D 6 tem uma classificação de PIV de até 1600 V, como se mostra na fig. 1.12 . FIGURA 1.11 Diode tensão-corrente característica. © 2002 por CRC Press LLC
- 23. FIGURA 1.12 Diodode dados de folha-avaliações. (De USHA, na Índia. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 24. FIGURA 1.13 Curvasde dados Diode folha-característico. © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.14 Circuito Basic for retificador de meia-onda. V V FIGURA 1.15 entrada e tensão de saída formas de onda para o circuito da Fig. 1.14 .
- 25. Corrente Máxima Surge OI FSM (máximo onda forward) avaliação é a corrente máxima que o diodo pode manipular como um transitória ocasional ou a partir de uma falha no circuito. O I FSM classificação para o diodo de potência D 6 é de até 190 A, comomostrado na Fig 1.12 . Temperatura máxima da junção Este parâmetro define a temperatura máxima da junção de um diodo que pode suportar sem falha. A temperatura máxima da junção para o diodo de potência D 6 é de 180 ° C. Circuitos retificadores Circuitos retificadores produzir uma tensão contínua ou corrente de uma fonte AC. O diodo é um componente essencialdestes circuitos. A Figura 1.14 apresenta um circuito rectificador de meia-onda usando um diodo. Durante a metade positivaciclo da tensão da fonte, o diodo é polarizado diretamente e conduz para v s ( t ) > E f . O valor de E f para germânio é de 0,2 V, e para o silício é de 0,7 V. Durante o meio ciclo negativo de v s ( t ), o diodo é reversa tendenciosa e não conduz. A tensão v L ( t ) através da carga de R L é mostrado na Fig. 1.15 . O circuito retificador de meia-onda produz uma corrente pulsante direto que utiliza apenas o meio ciclo positivo da tensão da fonte. O rectificador de onda completo mostrada na Fig. 1.16 usa ambos os meios ciclos de tensão da fonte.Durante o meio ciclo positivo de v s ( t ), os diodos D 1 e D 2 são polarizado diretamente e conduta. Diodos D 3 e D 4 são reverse-tendenciosa e não realizam. Durante o meio ciclo negativo de v s ( t ), os diodos D 1 e D 2 são reverse-tendenciosa e não conduzem, ao passo que os diodos D 3 e D 4 são polarizado diretamente e conduta. O tensão v L ( t ) através da carga de R L é mostrado na Fig. 1.17 . © 2002 por CRC Press LLC D 1 D 4 Eu carregar s (T) D 3 D 2 FIGURA 1.16 Circuito Basic for retificador de onda completa. V V FIGURA 1,17 de entrada e tensão de saída formas de onda para o circuito da Fig. 1.16 . Testando um diodo de potência Um ohmímetro pode ser usado para testar diodos de potência. O ohmímetro está ligado de modo que o diodo é forwardertendenciosa. Isso deve lhe dar uma leitura baixa resistência. Inverter as pontas ohmímetro deve dar uma muito alta resistência ou até mesmo uma leitura infinita. A resistência muito baixa leitura em ambos os sentidos indica um curto-circuitodiodo. Uma alta resistência de leitura em ambas as direcções indica um diodo aberto. Protecção dos diodos de potência Um diodo de potência devem ser protegidos contra sobrecarga de corrente, sobre a tensão, e transientes. Quando um diodo é inversa-tendencioso, ele age como um circuito aberto. Se a tensão de polarização inversa ultrapassa o colapsotensão, uma grande corrente de fluxo de resultados. Com esta alta tensão e alta corrente, dissipação de energia no junção do diodo pode exceder o seu valor máximo, destruindo o diodo. Para a protecção de diodo, que é um prática usual para escolher um diodo com uma tensão nominal de pico inversa que é 1,2 vezes maior do que o
- 26. tensão esperada durantecondições normais de funcionamento.As classificações actuais para os díodos são com base nas temperaturas máximas de junção. Como medida de segurança,Recomenda-se que a corrente do díodo ser mantido abaixo deste valor nominal. Transientes elétricos pode causar voltagens mais altas do que o normal através de um diodo. Para proteger um diodo dos transientes, um circuito série RCpode ser ligado através do diodo para reduzir a taxa de variação da tensão. © 2002 por CRC Press LLC 1.3 Schottky Diodes Sohail Anwar Colagem de um metal, tal como alumínio ou platina, para n -type silício constitui um díodo Schottky. O Schottky diodo é muitas vezes utilizado em circuitos integrados para aplicações de comutação de alta velocidade. Um exemplo de um altoaplicação de comutação de velocidade é um detector em freqüências de microondas. O díodo Schottky tem um voltage-corrente característica semelhante à de um silício pn -junction diodo. O Schottky é um subgrupo do TTL família e é desenhado para reduzir o tempo de propagação dos chips TTL IC padrão. A construção do díodo de Schottky é mostrado na Fig. 1.18a , e o seu símbolo é mostrado na Fig. 1.18b . Características As características de baixo ruído do diodo Schottky tornam ideal para aplicação em monitores de potência de baixo nível de freqüência de rádio, detectores de alta freqüência, e Doppler misturadores de radar. Um dos principais vantagens do díodo de Schottky barreira é a sua baixa queda de tensão directa em comparação com a de um silício diodo. No sentido inverso, tanto a tensão de ruptura e a capacitância de um diodo de barreira Schottky comportar-se muito parecidos com os de uma junção passo unilateral. No one-sided junção etapa, o doping nível do semicondutor determina a tensão de ruptura. Por causa do raio finito nas bordas do diodo e por causa da sua sensibilidade à limpeza da superfície, a tensão de ruptura é sempre um pouco menor do que as previsões teóricas. Especificações de Dados A folha de especificação de dados para um DSS 20-0015B diodo de potência Schottky é fornecido como um exemplo noAs Figs. 1,19 e 1,20 . Especificações irá variar dependendo da aplicação e do modelo do díodo de Schottky. Ensaios de diodos Schottky Duas maneiras de testar os diodos usar um voltímetro ou um multímetro digital. O voltímetro deve ser definido para a escala de baixa resistência. Um único diodo ou retificador deve ler uma baixa resistência, normalmente, 2 / 3 escalaa partir da resistência na direcção para a frente. No sentido inverso, a resistência deve ser quase infinito. Não deve ler próximo de 0 Ω nas direções em curto ou abertos. O diodo vai resultar em uma maior Metálico A n + K A SiO 2 K do tipo n p-tipo de substrato (A) (B) FIGURA 1.18 Diagrama (um) e um símbolo (b) do díodo Schottky. © 2002 por CRC Press LLC
- 27. Poder Schottky RetificadorI FAV = 20 A V RRM = 15 V V F = 0,33 V Dados preliminares TO-220 ACV RSM V RRM Tipo A C V V C 15 15 DSS 20-0015B A C (TAB) A = ânodo, C = Cathode, TAB = Cathode Símbolo Condições Máximo ClassificaçõesCaracterísticas Pacote padrão ¥ Internacional I FRMS 35 A Muito baixo V F I FAVM T C = 135 C; retangular, d = 0,5 20 A Perdas extremamente baixos de comutação Low I RM -Valores I FSM T VJ = 45¡C; t p = 10 ms (50 Hz), seno 350 A Epoxy cumpre UL 94V-0 E AS I AS = tbd A; G = 180 H; T VJ = 25¡C; não repetitiva tbd mJ I AR V A = 1,5 V RRM typ .; f = 10 kHz; repetitivo tbd A Aplicações Retificadores no poder da modalidade do interruptor(Dv / dt) cr tbd V / s suprimentos (SMPS) T VJ -55 ... + 150 C Diodo roda livre em baixa tensão T VJM 150 C conversores T stg -55 ... + 150 C P tot T C= 25 ° C 9 0 W Vantagens M d binário de montagem 0,4 ... 0,6 Nm Operação de circuito de alta confiabilidade Picos de baixa tensão para reduzida Peso típico 2 g circuitos de proteção Baixo nível de ruído de comutação Baixas perdas Símbolo Condições Valores característicos tip. máx. Dimensões ver outlines.pdf I R T VJ = 25¡CV R = V RRM 10 mA T VJ = 100¡CV R = V RRM 200 mA V F I F = 20 A; T VJ = 125¡C 0.33 V I F = 20 A; T VJ = 25¡C 0,45 V I F = 40 A; T VJ = 125 ¡C 0,43 V R thJC 1.4 K / W R thCH 0,5 K / W Teste de pulso:Largura de Pulso = 5 ms, ciclo de trabalho <2,0% Dados de acordo com a IEC 60747 e por diodo salvo indicação em contrário IXYS reserva-se o direito de alterar limites, condições e dimensões. FIGURA 1.19 Folha de especificação de dados para um DSS 20-00105B poder Schottky diode (frente). (Cortesia de IXYS.) © 2002 por CRC Press LLC 100 1000 10000 mA T VJ = 150¡C A pF I R 100 125¡C I F C T 100¡C 10 10 100075¡CT VJ = 150¡C 125¡C 50¡C 25¡C 1
- 28. 25¡C T VJ =25¡C 1 0,1 100 0.0 0,2 0,4 0.6V 0 2 4 6 8 10 12 14 V 0 2 4 6 8 10 12 14 V V F V R V R Figo. 1Tensão máxima para a frente Figo. 2Typ. valor de corrente inversa I I Figo. 3Typ. junção capacitância C T cair características contra reverso tensão V R contra reverso tensão V R 40 14 10000 W A 12 P (AV) A 30 10 I F (AV) d = 0,5 DC I FSM 8 d = 20 DC 1000 0,56 0.33 0,25 4 0,17 10 0,08 2 0 0 100 0 40 80 120 ¡C 160 0 5 10 15 20 25 30 A 10 100 1000 s 10000 T C I F (AV) t P Figo. 4Média em diante eu atual F (AV) Figo. 5Perda de poder para a frente em função da temperatura caso T C características 2 1 D = 0,5 K / W0.33 0,25Z thJC 0,17 0,08 Pulso Único 0,1 DSS 20-0015B 0,01 0,0001 0,001 0,01 0,1 s 1 10 t Figura 1.20 Folha de especificação de dados para um DSS 20-00105B poder Schottky diode (reverso). leitura da escala de resistência como resultado da sua queda de tensão menor. O que está a ser medido é a resistênciaa um baixo ponto atual particular; Não é a resistência efectiva em um circuito rectificador de energia. O multímetro digital geralmente têm um modo de teste de diodo. Quando utilizar este modo, um diodo de silício deve ler-se entre 0,5-0,8 V na frente e aberto no sentido inverso. A germânio díodo será na gama de 0,2 a 0,4 V, no sentido para a frente. Ao utilizar a gama de resistência normal, esses diodos normalmente irá mostrar aberto para qualquer junção de semicondutores desde o voltímetro não se aplicatensão suficiente para atingir o valor da queda para a frente. © 2002 por CRC Press LLC 1.4 Tiristores Sohail Anwar Tiristores são quatro camadas pnpn dispositivos semicondutores de potência. Estes dispositivos alternar entre realizaçãoe não condutor estados em resposta a um sinal de controle. Tiristores são usados em circuitos de temporização, motor ACcontrole de velocidade, dimmers de luz, e circuitos de comutação. Pequenas tiristores também são usados como fontes de pulso paragrandes tiristores. A família thyristor inclui o retificador controlado de silício-(SCR), o DIAC, o Triac, o interruptor controlado por silício (SCS), ea thyristor portão turn-off (GTO). As noções básicas de retificadores Silicon-Controlados (SCR) O SCR é o controlador de energia eléctrica mais utilizada. Um SCR é às vezes chamado de pnpn diodo porque ele conduz corrente elétrica em uma única direção. Figura 1.21a mostra o símbolo SCR. Ela tem três terminais: o ânodo (A), o cátodo (K), e a porta (G). O ânodo e o cátodo são os terminais de alimentação e porta é o terminal de controle. A estrutura de um SCR é mostrado na Figo. 1.21b . Quando o SCR é polarizado diretamente, ou seja, quando o ânodo de um SCR é feita mais positiva com respeito para o cátodo, os dois ultraperiféricas pn -junctions são polarizado diretamente. O meio pn -junction é reversa polarizado e a corrente não pode fluir. Se uma pequena corrente de porta é agora aplicada, voltada para o meio influencia pn -junção e permite que uma corrente muito maior a fluir através do dispositivo. O SCR permanece ON mesmo se o portãoatual é removido. SCR fecho ocorre apenas quando a corrente de ânodo torna-se inferior a um nível chamado Corrente de retenção ( I H ). Características
- 29. A característica voltamperede um SCR é mostrado na Fig. 1,22 . Se a polarização direta é aumentada para o tensão breakover frente, V FBO , o SCR é ligado. O valor da tensão máxima de ruptura é controlado pelo actual portão I G . Se o portão catódicos pn -junction é polarizado diretamente, o SCR é ligado a um menor tensão breakover do que com o portão aberto. Como mostrado na Fig. 1,22 , a tensão máxima de ruptura diminui comum aumento da corrente de porta. Em uma corrente de baixa portão, o SCR é ligada a uma tensão ânodo para a frente mais baixa.Em uma corrente de porta superior, o SCR é ligada a um valor ainda mais baixo de tensão do ânodo para a frente. Quando o SCR é reversamente polarizado, há uma pequena corrente de fuga reversa ( I R ). Se a polarização inversa éaumentada até que a tensão atinge a tensão de ruptura reversa ( V ( BR ) R ), a corrente inversa irá aumentar acentuadamente. Se a corrente não está limitada a um valor seguro, o SCR pode ser destruída. (Ânodo) A G (Portão) K (Cátodo) (A) (B) FIGURA 1.21 (A) O símbolo SCR; (B) a estrutura SCR. © 2002 por CRC Press LLC Condução de envio região (no estado) + IA EU > I > IG2 G1 G0 Segurando corrente (I)H EUG2 I G1 EUG0 Vazamento Reversa corrente (I R ) - V AK + VAK Breakover Avançado Tensão (V FBO ) Reversa máxima Bloqueio reverso Atacante bloqueio Tensão (V (BR) R ) região região (fora do Estado) Ruptura reversa - EUA FIGURA 1.22 Características de SCR.
- 30. FIGURA 1,23 UmSCR circuito turn-off. SCR Turn-Off Circuits Se um SCR é polarizado diretamente e um sinal de porta é aplicada, o dispositivo é ligado. Uma vez que a corrente de ânodo éacima I H , o portão perde o controle. A única maneira de desligar o SCR é fazer com que o terminal negativo ânodo com respeito ao cátodo ou para diminuir a corrente ânodo abaixo eu H . O processo de desvio é chamado SCR comutação. A Figura 1.23 mostra um circuito de comutação SCR. Este tipo de método é chamado de comutação © 2002 por CRC Press LLC Comutação linha AC. A corrente de carga I L flui durante o meio ciclo positivo da fonte de tensão. O SCR é polarizada inversa, durante o meio ciclo negativo da fonte de tensão. Com uma corrente de porta zero, o SCR se desligará se o tempo de desligamento do SCR é menor do que a duração do meio ciclo. SCR Classificações A folha de dados para um tiristor típico segue esta seção e inclui as seguintes informações: Surge Classificação da corrente ( I FM ) -A onda classificação atual ( I FM ) de um SCR é a corrente de pico ânodo um SCR pode segurar por um curto período. Travamento corrente ( I L ) -A corrente mínima ânodo deve fluir através do SCR, a fim de que ele fique EM inicialmente após o sinal de porta é removido. Esta corrente é chamada de travamento corrente ( I L ). Corrente de retenção ( I H ) -Depois da SCR está presa em um certo valor mínimo de corrente de ânodo é necessária para manter a condução. Se a corrente de ânodo é reduzida abaixo desse valor mínimo, o SCR será desligado. Peak repetitivo tensão inversa ( V RRM ) -A tensão máxima instantânea que uma SCR pode sem suporte, sem discriminação, no sentido inverso. Adiante pico repetitivo de bloqueio de tensão ( V DRM ) -O tensão máxima instantânea que o SCR pode bloquear na direção de avanço. Se o V DRM classificação for excedido, o SCR vai realizar sem uma tensão de porta. Nonrepetitive Pico de tensão inversa ( V RSM ) -A tensão máxima reversa transitória que o SCR pode suportar. Gate máxima Corrente de acionamento ( I GTM ) -O corrente máxima portão DC permitido virar o SCR ON. Portão mínima Voltagem de acionamento ( V GT ) mínimo -A tensão DC porta-cátodo necessário para acionar o SCR. Portão mínima Corrente de acionamento ( I GT ) -O mínimo atual portão DC necessário virar o SCR ON. O DIAC A DIAC é um de três camadas, de baixa tensão, interruptor de semicondutores de baixa corrente. O DIAC símbolo é mostrado naFigo. 1.24a . O DIAC estrutura é mostrada na Fig. 1.24b . O DIAC pode ser comutada do OFF ao ON estado para cada polaridade da tensão aplicada. A característica voltampere de um DIAC é mostrado na Fig. 1,25 . Quando ânodo 1 torna-se mais positivo Ânodo do que 2, uma pequena corrente de fuga flui até que a tensão máxima de ruptura V BO é atingido. Além V BO , o Ânodo 1 Ânodo 1 N1 1P N2 P2 N3 Ânodo 2 Ânodo 2 (A) (B) FIGURA 1.24 (A) O símbolo DIAC; (B) a estrutura DIAC. © 2002 por CRC Press LLC
- 31. EU V EUBRBO V EU VBOBR FIGURA1.25 As características do DIAC. MT1 N NP N G PN N MT MT 21 Portão MT2 (A) (B) FIGURA 1.26 (A) O símbolo Triac; (B) a estrutura Triac. DIAC irá realizar. Quando ânodo 2 é feita em relação mais positiva para ânodo 1, um fenômeno semelhante ocorre. As tensões breakover para o DIAC são quase a mesma em magnitude, em qualquer direcção. DIACs são comumente usados para acionar tiristores maiores, como SCRs e Triacs. O Triac O Triac é um interruptor de três terminais de semicondutores. Ele é acionado em condução, tanto no forward e as direcções inversas de um sinal de porta de uma maneira semelhante à acção de um SCR. O símbolo Triac é mostrado na Fig. 1.26a e o Triac estrutura é mostrada na Fig. 1.26b . A característica voltampere do Triac é mostrado na Fig. 1.27 . A tensão máxima de ruptura do Triac pode ser controlada pela aplicação de um sinal positivo ou negativo para o portão. Assim que a magnitude o sinal de porta aumenta, a tensão máxima de ruptura diminui. Uma vez que o Triac é no estado ON, o portão sinal pode ser removido e o Triac permanecerá ligada até a principal corrente cai abaixo de exploração atual ( I H valor). O interruptor comandado pelo Silicon A SCS é uma de quatro camadas pnpn dispositivo. O símbolo SCS é mostrado na Fig. 1.28a ea estrutura SCS é mostrado na Fig. 1.28b . O SCS tem dois portões rotulados como o portão ânodo (AG) eo portão cátodo (KG). Um SCS pode ser ligada através da aplicação de um impulso de porta negativa na porta ânodo. Quando o SCS está no estado ON, ele pode ser desligado através da aplicação de um pulso positivo no portão ânodo ou um pulso negativo no portão cátodo. © 2002 por CRC Press LLC EU
- 32. Terminal Principal(Positivo) V EUBRH V EU VH BR Principal Terminal 2 (Negativo) FIGURA 1.27 As características Triac. A Ânodo (A) AG Ânodo Portão (AG) Cathode Portão KG (KG) K Cátodo (K) (A) (B) FIGURA 1.28 (A) O símbolo SCS; (B) a estrutura SCS. Anódio A G Portão K Cátodo (A) (B) FIGURA 1.29 (A) O símbolo GTO; (B) a estrutura GTO. O Gate Turn-Off Thyristor O GTO é um interruptor de semicondutores que liga por um sinal de porta positiva. Ele pode ser desligado por um sinal de porta negativo. O símbolo GTO é mostrado na Fig. 1.29a e a estrutura é mostrada na GTO Figo. 1.29b . A tensão GTO e classificações atuais são inferiores aos dos SCRs. O GTO tempo de desligamento é menor do que a do SCR. O turn-no tempo é o mesmo que o de um SCR. Ficha de Dados para um Thyristor típica Figuras 1.30 a 1.35 são as folhas de dados para um tiristor típico. © 2002 por CRC Press LLC
- 33. FIGURA 1.30 Página1 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 34. FIGURA 1.31 Página2 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.32 Page 3 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.)
- 35. © 2002 porCRC Press LLC FIGURA 1.33 Page 4 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 36. FIGURA 1.34 Página5 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 37. FIGURA 1.35 Page6 de uma folha de dados para um tiristor típico. (De Philips Semiconductors. Com a permissão.) 1,5 Poder Transístores bipolares de junção Sohail Anwar Transistores de junção bipolar Energia (BJTs) desempenham um papel vital em circuitos de alimentação. Como a maioria dos outros dispositivos de energia,transistores de potência geralmente são construídos usando silício. O uso de silício permite a operação de um BJT emmaior correntes e temperaturas de junção, o que leva ao uso de transistores de potência em aplicações AC onde gamas de até várias centenas de quilowatts são essenciais. O transistor de potência faz parte de uma família de dispositivos de três camadas. As três camadas ou terminais de um transistorsão a base, colector e emissor. Efectivamente, o transistor é equivalente a ter dois pn -diode junções empilhados em direcções opostas umas às outras. Os dois tipos de um transistor são denominados npn e PNP . O npn de transistor do tipo tem uma classificação superior à corrente-tensão do que o PNP e é preferido para a maioriaaplicações de conversão de energia. A maneira mais fácil de distinguir um npn transistor do tipo de um PNP é do tipo em virtude de o símbolo esquemático ou circuito. O PNP tipo tem uma ponta de flecha no emissor que aponta para a base. A Figura 1.36 apresenta a estrutura e o símbolo de um pnp transistor do tipo. O npn -tipo transistor tem uma ponta de seta apontando para fora a partir da base. A Figura 1.37 apresenta a estrutura e o símbolode um npn de transistor do tipo. Quando utilizada como um interruptor, o transistor controla a alimentação da fonte para a carga através do fornecimento suficientecorrente de base. Esta pequena corrente a partir do circuito de condução através da junção base-emissor, o qual deve ser mantido,se transforma no caminho coletor-emissor. Removendo a corrente do circuito base-emissor e a base fazendo tensão voltas ligeiramente negativos desligar o interruptor. Mesmo que o caminho de base-emissor só pode utilizar uma pequenaquantidade de, o caminho de corrente colector-emissor é capaz de transportar uma corrente muito mais elevada. © 2002 por CRC Press LLC I C Coletor C C P + B N B V CE Base P -I B l E E Emitter E (A) (B) FIGURA 1.36 pnp estrutura transistor (a) e símbolo do circuito (b). Coletor Base Emitter
- 38. (A) (B) FIGURA 1.37npn estrutura transistor (a) e símbolo do circuito (b). As características Volt-Ampere de um BJT As características voltampere de um BJT são mostrados na Fig. 1.38 . Transistores de potência tem excepcional características como um interruptor ideal e eles são usados principalmente como interruptores. Neste tipo de aplicação, elesfazer uso da ligação de emissor comum, mostrada na Fig. 1,39 . As três regiões de operação para um transistor que devem ser tidas em consideração são o corte, a saturação, e a região activa. Quando o corrente de base ( I B ) é igual a zero, a corrente de colector ( I C ) é insignificante e o transistor é conduzido para o ponto de corteregião. O transistor é agora no estado OFF. O coletor-base e base-emissor junções são reversa tendenciosa na região de corte ou estado OFF, e o transistor se comporta como um interruptor aberto. A corrente de base( I B ) determina a corrente de saturação. Isto ocorre quando a corrente de base é suficiente para conduzir a transistor em saturação. Durante a saturação, tanto junções são polarizado diretamente e o transistor atua como uma chave fechada. A tensão de saturação aumenta com um aumento na corrente e é normalmente entre 0,5 a 2,5 V. A região activa do transistor é utilizado principalmente para aplicações de amplificação e deve ser evitada para operação de comutação. Na região ativa, a junção coletor-base é revertida tendenciosa e a junção base-emissor é polarizado diretamente. © 2002 por CRC Press LLC Ic Tensão de saturação Vce (sat) AtivoSaturação Região(ON) VceCutoff (OFF) Fuga atual FIGURA 1.38 BJT VI característica. FIGURA 1.39 Polarização de um transistor. BJT Polarização Quando é utilizado um transistor como um interruptor, o circuito de controlo fornece a corrente de base necessária. O actualda base determina o estado do interruptor transistor ON ou OFF. O colector e o emissor do transistor formar os terminais de alimentação do interruptor. A linha de carga de DC representa todos os possíveis pontos de operação de um transistor e é mostrado na Fig. 1.40 .O ponto de funcionamento é que a linha de carga e a corrente de base se cruzam e é determinada pelos valores de V CC e R C . No estado ON, o ponto de funcionamento ideal ocorre quando a corrente de colector I C é igual a V CC / R C e V CE é zero. O ponto de operação real ocorre quando a linha de carga cruza a corrente de base na saturação ponto. Isto ocorre quando a corrente de base é igual à corrente de saturação ou I B = I B (sat) . Neste ponto, o corrente de coletor é máxima eo transistor tem uma pequena queda de tensão através do coletor-emissor terminais chamado a tensão de saturação V CE (sat) . No estado OFF, ou ponto de corte, o ponto de funcionamento ideal ocorre quando o coletor de corrente I C é zero e a voltagem de colector-emissor V CE é igual à tensão de alimentação V CC . O ponto de operação real, em o estado OFF, ocorre quando a linha de carga cruza a corrente de base ( I B = 0). No ponto de corte, o coletor de corrente é a corrente de fuga. Através da aplicação de lei tensão Kirchoff 's em torno do circuito de saída,
- 39. otensão coletor-emissor (V CE ) pode ser encontrado. Os pontos de operação entre a saturação e corte constituem a região ativa. Quando estiver operando na região ativa, a dissipação de energia de alta ocorre devido aos relativamente altos valores de corrente de coletor © 2002 por CRC Press LLC Saturação (ON) FIGURA 1.40 Linha de carga DC. I C e coletor-emissor de tensão V CE . Para um funcionamento satisfatório, um pouco maior do que a base mínima atual irá garantir uma saturada ON estado e irá resultar em redução da virada no tempo e dissipação de energia. Perdas de Energia BJT Os quatro tipos de perdas de potência transistor são as perdas do estado e OFF-estatais e transformá-ON e transformá-OFFcomutação perda. OFF-estado perdas transistor são muito mais baixos do que perdas do estado desde a corrente de fugado dispositivo é dentro de poucos mA. Essencialmente, quando um transístor está no estado de desligado, qualquer que seja ovalor da tensão coletor-emissor, não há corrente de coletor. Perdas de comutação dependem de comutação freqüência. A maior frequência de comutação possível do transistor é limitado pelas perdas resultantes da taxa de comutação. Em outras palavras, quanto maior a frequência de comutação, mais a perda de potência no transistor. Testing BJT O teste do estado de um transistor pode ser feito com um multímetro. Quando um transistor é polarizado diretamente,a regiões base-emissor base-coletor e deve ter uma baixa resistência. Ao inverter-tendenciosa, a base- regiões colector e base-emissor deve ter uma alta resistência. Ao testar a resistência entre o colector e o emissor, a leitura da resistência deve resultar numa muito mais elevada do que polarização directa base-coletor e resistência base-emissor. No entanto, transistores de potência falhas podem aparecer em curto quandomedir a resistência em todo o coletor e emissor, mas ainda passar os dois testes de junção. Proteção BJT Transistores deve ser protegido contra as altas correntes e tensões para evitar danos no dispositivo. Uma vez que elessão capazes de absorver muito pouca energia antes de avaria, fusíveis semicondutores não pode protegê-los. Térmicocondições são de vital importância e pode ocorrer durante a comutação de alta frequência. Alguns dos mais tipos comuns de protecção BJT são proteção de sobrecorrente e sobretensão. Proteção eletrônica técnicas também são freqüentemente utilizados para proporcionar a proteção necessária para transistores. Proteção de sobrecorrente desliga a quando a tensão coletor-emissor e coletor do transistor atual chegar a um valor pré-definido. Quando o transistor está no estado ON, um aumento no colector-emissor tensão provoca um aumento da corrente de colector e, por conseguinte, um aumento da temperatura da junção. Uma vez que o BJT tem um coeficiente de temperatura negativo, o aumento de temperatura provoca um decréscimo naresistência e resulta em uma corrente de colector ainda maior. Esta condição, chamada de feedback positivo, poderiaeventualmente, levar à fuga térmica e destruir o transistor. Um desses métodos de proteção de sobrecorrente limita a corrente de base durante uma falha externa. Com a corrente de base limitada, a corrente do dispositivo será limitadas no ponto de saturação, no que diz respeito à corrente de base, e o dispositivo irá ter algum valor de a tensão. Esta característica torna o transistor de fora, sem ser danificado e é usado para fornecer © 2002 por CRC Press LLC
- 40. Jul 2000 LM195 /LM395 Ultra Transistores energia confiável dade, é necessário inserir uma resistência em série com 5.0kDescrição Geral a liderança de base para evitar possíveis seguidor de emissor oscilação O LM195 / LM395 são rápidos poder monolítico cir-, integrado ções. Embora o dispositivo é geralmente estável como um emissor se- cuitos com proteção completa de sobrecarga. Estes dispositivos,inferior, o resistor elimina a possibilidade de problemas sem que atuam transistores de potência como de alto ganho, ter incluído nodesempenho degradante. Finalmente, uma vez que tem uma boa alta fre- o chip, limitação de corrente, uma limitação da potência, e excesso térmicoresposta qüência, recomenda bypassing abastecimento. a proteção da carga tornando-os praticamente impossível destruir Para aplicações de baixa potência (com menos de 100 mA), referem-se aoa partir de qualquer tipo de sobrecarga. No transistor padrão TO-3 LP395 Ultra Reliable transistor de potência. pacote de energia, o LM195 vai entregar correntes de carga em ex- cesso de 1.0A e pode alternar 40V de 500 ns. O LM195 / LM395 estão disponíveis no padrão A-3, Kovar TO-5, e TO-220 pacotes. O LM195 está classificado para operaçãoA inclusão de limitação térmico, uma característica não disponível facilmente ção de 55 C a 150 C e o LM395 de 0 C a capaz em projetos discretos, fornece proteção praticamente absoluta 125 C.ção contra sobrecarga. Dissipação de energia excessiva ou inade- equiparar dissipação de calor faz com que o circuito de limitação térmica para desligar o dispositivo que impeça o aquecimento excessivo. Características O LM195 oferece um aumento significativo em termos de fiabilidade, bemn limitante interna térmica como simplificar os circuitos de energia. Em algumas aplicações, onden Maior do que a corrente de saída 1.0A proteção é extraordinariamente difícil, como reguladores de comutação,n 3.0 A corrente de base típico lâmpada ou solenóide motoristas onde a dissipação de energia normal én 500 ns tempo de comutação baixo, o LM195 é especialmente vantajoso. saturação 2.0V n O LM195 é fácil de usar e apenas algumas precauções devem n Base de Dados pode ser conduzido até 40V sem danos ser observados. Coletor excessiva à tensão do emissor pode de-n Diretamente interface com CMOS ou TTL STROY o LM195 como com qualquer transistor de potência. Quando o de- n 100% elétrico burn-in vice-é usado como um seguidor de emissor com baixa impedância fonte Circuito simplificado 1.0 Amp lâmpada pisca-pisca DS006009-16 DS006009-1 FIGURA 1.41 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 1). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 41. Esquemas de Ligação TO-3do metal pode empacotar TO-220 embalagem plástica DS006009-3 Case é Emitter DS006009-2 Top View Vista inferior Número de Pedido LM395T Número de Pedido LM195K / 883 Veja NS Package Número T03B Veja NS Package Número K02A (Nota 5) TO-5 do metal pode empacotar DS006009-4 Vista inferior Número de Pedido LM195H / 883 Veja NS Package Número H03B (Nota 5) FIGURA 1,42 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 2). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC As classificações máximas absolutas (Nota 1)Base de dados de Voltagem do emissor (Reverse) 20V Se forem necessários dispositivos especificados militar / aeroespacial,Corrente do coletor Internamente Limitada entre em contato com o escritório National Semiconductor Vendas /Dissipação de energia Internamente Limitada Distribuidores de disponibilidade e especificações. Faixa de temperatura operacional Collector a Voltagem do emissor LM195 55 C a 150 C LM195 42V LM395 0 ° C a 125 C LM395 36V Faixa de temperatura de armazenamento 65 C a 150 C Coletor de Base Voltage Temperatura Chumbo LM195 42V (Solda, 10 seg.) 260 C LM395 36V Base de dados de Voltagem do emissor (Forward) LM195 42V LM395 36V Pré-condicionamento 100% burn-in Em Limite térmica Características elétricas (Nota 2) Parâmetro Condições LM195 LM395 Unidades Min Typ Max Min Typ Max Collector-Emitter Tensão operacional I Q ≤ I C ≤ I MAX 42 36 V (Nota 4) Base de dados para o emissor Tensão de ruptura0 ≤ V CE ≤ V Cemax 42 36 60 V Corrente do coletor TO-3, TO-220 V CE ≤ 15V 1.2 2.2 1.0 2.2 A TO-5 V CE ≤ 7.0V 1.2 1,8 1.0 1,8 A Tensão de saturação I C ≤ 1.0A, T Um = 25 C 1,8 2.0 1,8 2.2 V
- 42. Base de dadosde corrente 0 ≤ I C ≤ I MAX 3.0 5 3.0 10 A 0 ≤ V CE ≤ V Cemax Quiescent Corrente (I Q ) V ser = 0 2.0 5 2.0 10 mA 0 ≤ V CE ≤ V Cemax Base de dados de Voltagem do emissor I C, = 1.0A, T A = 25 C 0,9 0,9 V Tempo de comutação V CE = 36V, R G = 36 Ω , 500 500 ns T A = C 25 Resistência Térmica Junction a TO-3 Package (K) 2.3 3.0 2.3 3.0 C / W Case (Nota 3) TO-5 Package (H) 12 15 12 15 C / W TO-220 Package (T) 4 6 C / W Nota 1: »absolutos classificações máximas ... indicam limites além dos quais danos no dispositivo podem ocorrer. Classificações de operação indicar condições para as quais o dispositivo é funcional, mas não garantem a limites de desempenho específicos. Nota 2: Salvo disposição em contrário, estas especificações são aplicáveis para55 C ≤ T j ≤ 150 C para o LM195 e 0 C ≤ 125 C durante a LM395. Nota 3: Sem um dissipador de calor, a resistência térmica do pacote de TO-5 é de cerca de 150 C / W, ao passo que o pacote de TO-3 é 35 C / W. Nota 4: Selecionado dispositivos com maior degenerescência disponível. Nota 5: Consulte RETS195H e RETS195K desenhos de LM195H militar e versões LM195K para especificações. FIGURA 1.43 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 3). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Características de desempenho típica (para K e T Pacotes) Características Colecionador Curto-circuito corrente Corrente de polarização DS006009-33 DS006009-34 DS006009-35 Corrente quieta Base de Voltagem do emissor Base de dados de corrente DS006009-36 DS006009-37 DS006009-38 Tensão de saturação Tempo de Resposta Tempo de Resposta DS006009-39 DS006009-40 DS006009-41 FIGURA 1.44 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 4). (Da National Semiconductor. Com a permissão.)
- 43. © 2002 porCRC Press LLC Características de desempenho típica (para K e T Pacotes) (continua) 10V Função de Transferência 36V Função de Transferência DS006009-7 DS006009-8 Transcondutância Pequeno Frequency Signal Resposta DS006009-9 DS006009-10 FIGURA 1.45 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 5). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 44. Diagrama esquemático FIGURA 1.46Folha típica de dados para um transistor de potência (página 6). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Aplicações típicas 1.0 Amp Voltage Follower
- 45. DS006009-12 * tântalo Sólidos PoderPNP Time Delay DS006009-13 * Protege contra a unidade de base excessivo ** Necessário para a estabilidade DS006009-14 1.0 MHz oscilador DS006009-15 FIGURA 1.47 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 7). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Aplicações típicas (Continuação) 1.0 Amp regulador negativo DS006009-17
- 46. † tântalo Sólidos Regulador1.0 Amp tensão positiva DS006009-18 † tântalo Sólidos FIGURA 1.48 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 8). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Aplicações típicas (Continuação) Rápido opticamente isolada Mudar Opticamente isolada transistor de potência DS006009-19 DS006009-20 CMOS ou TTL Lamp interface Dois Terminal limitador de corrente 40V Interruptor DS006009-22 DS006009-23 DS006009-21 * Unidade de tensão 0V a ≥ 10V ≤ 42V 6.0V Shunt Regulador com Crowbar Dois Terminal 100 mA reguladores de corrente
- 47. DS006009-25 DS006009-24 FIGURA 1.49 Folhatípica de dados para um transistor de potência (página 9). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Aplicações típicas (Continuação) Low Level Power Switch Power One-Shot DS006009-26 Ligue = 350 mV Desligue = 200 mV DS006009-27 T = R1C R2 = 3R1 R2 ≤ 82k Seguidor de Emissor Alta impedância de AC Seguidor de Emissor DS006009-28 * necessidade de estabilidade DS006009-29 Seguidor rápido DS006009-30 * Previne armazenamento com unidade onda quadrada tempo de queda rápida FIGURA 1.50 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 10). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 48. Aplicações típicas (Continuação) PotênciaOp Amp DS006009-31 * Ajuste de 50 mA de corrente de repouso † tântalo Sólidos 6.0 Amp Output Variable Regulator Switching DS006009-32 * Sessenta vira ferida em Arnold Tipo A-083081-2 núcleo. ** Quatro dispositivos em paralelo † tântalo Sólidos FIGURA 1.51 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 11). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC
- 49. Dimensões físicas polegadas(milímetros), salvo indicação em contrário TO-5 do metal pode empacotar Número de Pedido LM195H / 883 NS Package Número H03B TO-3 do metal pode empacotar Número de Pedido LM195K / 883 NS Package Número K02A FIGURA 1.52 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 12). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) © 2002 por CRC Press LLC Dimensões físicas polegadas (milímetros), salvo indicação em contrário (Continuação)
- 50. TO-220 embalagem plástica Númerode Pedido LM395T NS Package Número T03B VIDA POLÍTICA DE APOIO PRODUTOS nacional não são autorizados para usar componentes AS CRÍTICAS EM APOIO A VIDA Dispositivos ou sistemas sem a aprovação expressa e por escrito do Presidente e GERAL CONSELHO NACIONAL Semiconductor Corporation. Tal como aqui utilizado: 1. Os dispositivos de suporte de vida ou sistemas são dispositivos ou2. Um componente crítico é qualquer componente de uma vida sistemas que, (a) são destinados ao implante cirúrgico dispositivo de suporte ou sistema cuja falha na execução para dentro do corpo, ou(B) apoiar ou sustentar a vida, e pode ser razoavelmente esperado para causar o fracasso de cuja falha na execução, quando devidamente utilizado em o dispositivo de suporte de vida ou de sistema, ou de afectar a sua acordo com as instruções de utilização fornecidas na ou eficácia. rotulagem, pode ser razoavelmente esperado para resultar em uma prejuízo significativo para o utilizador. National Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor Corporação Europa Asia Pacific Cliente Japan Ltd. Americas Fax: +49 (0) 180-530 85 86 Grupo de Resposta Tel: 81-3-5639-7560 Tel: 1-800-272-9959 Email: europe.support@nsc.com Tel: 65-2544466 Fax: 81-3-5639-7507 Fax: 1-800-737-7018 Deutsch Tel: +49 (0) 69 9508 6208 segurançaFax: 65-2504466 Email: support@nsc.com Inglês Tel: +44 (0) 870 24 0 2171 Email: ap.support@nsc.com www.national.com FranÕais Tel: +33 (0) 1 41 91 8790 O Nacional não assume qualquer responsabilidade pela utilização de qualquer circuito descrito, não há licenças de patentes circuito estão implícitas e Nacional se reserva o direito de a qualquer momento sem aviso prévio para mudar disse circuitos e especificações. FIGURA 1.53 Folha típica de dados para um transistor de potência (página 13). (Da National Semiconductor. Com a permissão.) proteção em conversores de baixo consumo de energia, limitando a corrente durante uma falha externa. Outros métodos deproteção de sobrecorrente para faltas mais graves usar um interruptor de curto-circuito, ou interruptor de shunt, em paralelo com atransistor. Quando é detectada uma falha, um circuito externo ativa o interruptor de curto-circuito em paralelo, proporcionandoum caminho alternativo para a corrente de falta. Proteção contra sobretensão é usado para proteger um transistor de alta tensão. Quando um transistor está na Estado OFF, tensões de colector-base da polarização inversa pode causar colapso avalanche. Break-Avalanche para baixo ocorre quando a tensão inversa ultrapassa o limite de tensão inversa da região do colector-base. Alto coletor-base tensões da polarização inversa pode facilmente danificar o transistor. Um método simples para assegurarproteção de sobrecorrente de um transistor é conectar um diodo antiparallel através do transistor. A maioria dos transistores de potência são incapazes de bloquear tensões reversas superiores a 20 tensões V. reverso podefacilmente danificar o transistor e, portanto, eles não devem ser utilizados em aplicações de controlo de corrente alternada, semuma manobra inversa díodo ligado entre o emissor e do colector. A ficha de dados típico para um transistor de potência é fornecida em Figs. 1,41 por 1,53 . © 2002 por CRC Press LLC 1.6 MOSFETs Vrej Barkhordarian O transistor de metal-óxido-semicondutor de efeito de campo (MOSFET) é o mais vulgarmente utilizado activa dispositivo no integrados (VLSI) circuitos muito grande escala. A Figura 1.54 mostra o esquema do dispositivo, corrente-características de tensão, características de transferência e símbolo do dispositivo para um MOSFET. É um dispositivo lateral eembora muito adequado para a integração em circuitos integrados, tem sérias limitações em níveis de energia elevados.O design de alimentação MOSFET baseia-se no transistor de efeito de campo original e, desde a sua invenção na início dos anos 1970, passou por várias etapas evolutivas. O processamento de MOSFETs de potência é muito semelhante ao de circuitos VLSI de hoje, embora a geometria do dispositivo é significativamente diferente do Fonte CampoPortãoPortão Escorra contato óxido óxido contato metalização n + dreno n + Fonte t boi p-Substrato Canal da Mancha eu (A) l D l D V GS > V τ
- 51. V GS =V τ00 V DS 00 V GSV τ (B) (C) l D D SB (Canal ou G substrato) S (D) FIGURA 1.54 (A) Diagrama esquemático, (b) as características corrente-voltagem, (c) características de transferência, e (d) dispositivosímbolo para um n -canal modo de melhoramento MOSFET. © 2002 por CRC Press LLC desenho utilizado nestes circuitos. MOSFETs de potência são comumente usados como alterna no poder eletrônico aplicações. A invenção do MOSFET poder foi conduzida em parte pelas limitações dos transistores de potência bipolares que, até recentemente, eram os dispositivos de escolha em aplicações de eletrônica de potência. Embora não seja absolutamente possível definir os limites operacionais de um dispositivo de alimentação, que irá livremente referem- se adispositivo de alimentação como qualquer dispositivo que seja capaz de comutar, pelo menos 1A. O transistor bipolar é uma potênciadispositivo de corrente controlada e uma grande corrente de accionamento de base tão elevada quanto um quinto da corrente de colector estánecessária para manter o dispositivo no estado ligado. Além disso, as correntes mais elevados de unidade de base reversa são necessários para obterrápido turn-off. Apesar do estado muito avançado de fabricação e reduzir os custos de poder bipolar transistores, essas limitações têm feito o desenho do circuito unidade de base mais complicado e, portanto, mais caro. Existem mais dois limitações ao poder transistor bipolar. Em primeiro lugar, ambos os electrões e furos de contribuir para a condução em BJTs. Presença de furos com o seu tempo de vida superior faz com que o transportadorvelocidade de comutação para ser várias ordens de magnitude mais lenta do que para um MOSFET de tamanho semelhante etensão nominal. Em segundo lugar, os BJTs sofrem de fuga térmica. A queda de tensão directa de um BJT diminui com o aumento da temperatura fazendo com que o desvio de corrente para um único dispositivo quando vários dispositivossão paralelo. MOSFETs de potência, por outro lado, são dispositivos portador majoritário com nenhuma transportadora minoriainjecção. Eles são superiores aos BJTs em aplicações de alta freqüência de comutação, onde as perdas de energia sãoimportante e pode resistir a aplicação simultânea de alta tensão e corrente sem sofrer falha destrutiva devido à segunda avaria. MOSFETs de energia também pode ser comparado facilmente uma vez que oforward queda de tensão aumenta com o aumento de temperatura, garantindo uma distribuição uniforme da corrente entre todos os componentes. No entanto, a alta desagregação tensões ( > ~ 200V) a queda na tensão de estado do MOSFET de potência torna-se maior do que a de um dispositivo bipolar de tamanho similar com uma classificação semelhante tensão,tornando-o mais atractivo para usar o transistor de potência bipolar à custa de pior alta-frequência performance. Figura 1.55 mostra as actuais limitações de corrente-tensão de MOSFETs de potência e BJTs. Novos materiais, estruturas e técnicas de processamento são esperados para empurrar para fora destes limites ao longo do tempo. Arelativamente novo dispositivo que combina as vantagens do MOSFET de alta frequência com o baixo on- queda de tensão estado de alta tensão BJTs é o transistor-isolados-gate bipolar (IGBT). 2000 1500 Bipolar transistores 1000 MOS 500 0 1 10 100 1000 Corrente máxima (A)
- 52. FIGURA 1.55 Limitaçõesde corrente e tensão de MOSFETs e BJTs. © 2002 por CRC Press LLC Fonte Portão Polysilicon óxido portão Fonte metalização p + região do corpo p + DCanais p n + n + Deriva Região - epilayern G p + substrato S (100) Escorra metalização Escorra FIGURA 1.56 Diagrama esquemático para um n -canal MOSFET poder e o símbolo do dispositivo. Metal C gsm LTO C GS2 C GD n - C GS1 n - Ch R JFET p - R B BJT C DS R EPI n - epilayer n - substrato FIGURA 1.57 A origem dos componentes parasitas para um MOSFET de potência. MOSFETs utilizados em circuitos integrados são dispositivos laterais de porta, fonte e dreno sobre toda a parte superior dee o dispositivo com o fluxo de corrente ter lugar num trilho paralelo à superfície. Embora este projeto empresta próprio para integração, não é adequado para aplicações de dispositivos discretos de energia, devido a grandes distâncias requeridasentre a fonte e dreno, a fim de manter o isolamento. Tendo todos os três terminais como a superfície superior faz a metalização e isolamento dos terminais mais complicadas do ponto de vista do processamento. O MOSFET duplo difusa verticais resolve este problema, utilizando o substrato do dispositivo, como o drenar terminal. Figura 1.56 mostra o diagrama esquemático e o símbolo de circuito para um n poder -canal MOSFET. Quando um desvio positivo maior que o limiar de tensão é aplicada à porta, o silício superfície na região do canal é invertido e uma corrente passa a fluir entre a fonte e dreno. Para tensões de porta de menos do que V + inversão da superfície não ocorre no canal e o dispositivo permanece no off estado. A corrente neste dispositivo flui horizontalmente ao longo do canal invertido em primeiro lugar e, em seguida, verticalmenteentre o dreno e fonte. O termo "duplo-difundidos" refere-se a dois implantação iónica consecutivo etapas usando o poli como uma máscara. Para um n dispositivo -canal, as regiões formadas por casal e implante difusão subseqüente são os primeiros p -tipo para definir o canal e, em seguida, n -tipo para definir a fonte. O p - corpo do implante é realizada num passo separado. Os termos "deriva corpo" e "corpo-drain" diodos são usados alternadamente para denotar o p - n junção formada por este p implante -Body e região de flutuação. Figura 1.57 mostra a origem física dos componentes parasitas em um n -canal poder MOSFET. A JFET parasitária aparecer entre os dois implantes corporais restringe o fluxo de corrente quando o esgotamento © 2002 por CRC Press LLC
- 53. Fonte Fonte S GS Portão PortãoÓxido óxidon + p Canal da Manchaepilayer n- Fluxo de elétrons n + substrato (100) D Escorra (A) (B) FIGURA 1.58 Diagrama esquemático do (a) V-groove trincheira MOSFET mostrando o apinhamento atual no ápice e (B) O projeto V-groove truncado. larguras dos dois díodos adjacentes do corpo se estender para a região de desvio com o aumento da tensão de dreno.Poly linha de largura e a resistividade camada epi sob o poli são dois parâmetros de projeto importantes para minimizando o efeito JFET. O BJT parasitário pode tornar o dispositivo suscetível a dispositivo indesejada volume de negóciose em avaria prematura. A resistência de base R B tem que ser minimizados através de um projeto cuidadoso do doping e distância sob a região de origem. Estes dois componentes e as resistências parasitas são discutido nas próximas seções. Existem várias capacidades parasitárias associadas com a potência MOSFET, conforme mostrado na Fig. 1,57 . C GS é a capacitância devida à sobreposição da fonte e do canal regiões, junto à porta de polissilício e é independente da voltagem aplicada. G GD é composta de duas partes. O primeira parte é a capacitância associada com a sobreposição da porta de polissilício e o silício por baixo na região do JFET. A segunda parte é a capacitância associada com a região de depleção imediatamente sob o portão. C GD é uma função não-linear de tensão, e foi discutido no "terísticas Dinâmico seção cas ". Finalmente, C DS é a capacitância associada com o diodo corpo-drift e varia inversamente com a raiz quadrada da polarização de dreno-fonte. Atualmente dois projetos de MOSFETs de potência. Estes são geralmente referidos como o quadro planar e os projetos da trincheira. A concepção planar já foi introduzida nos esquemas das figs. 1,56 e 1.57 . Duas variações do MOSFET trincheira são mostrados na Fig. 1.58 . O dispositivo V-groove é fabricado por decapagem uma ranhura no silício após o passo de difusão dupla. O uso de um anisotrópica resultados de corrosão nos lados da ranhura para estar a um ângulo de 54,7 ° para a superfície da bolacha. Stops Gravuraquando os lados do sulco, que são planos, alcançar um ao outro. O óxido de porta e poli portão ou metalização Crescem-se então na ranhura seguido por metalização fonte. Crowding corrente no ápice da V-groove reduz capacidade de manipulação atual. Em um projeto de V-groove truncado, o etch é anisotrópica parado antes de atingido este ponto. A tecnologia trincheira tem a vantagem de uma maior densidade de células, masé mais difícil de fabricar em comparação com o dispositivo planar. Características estáticos Uma das características importantes do MOSFET de potência é a impedância de entrada muito alta que simplifica o circuito de comando de porta e reduz o custo. Ele é um dispositivo controlado por tensão, com a o fluxo de corrente de porta durante. operação Figura 1.59 mostra I - V características de um modo de melhoramento (normalmente off) MOSFET de potência.As folhas de dados contêm gráficos típicos que podem ser utilizados para determinar se o dispositivo está no estado de totalmenteou na região de corrente constante para um dado valor de polarização de porta e dreno de corrente. Efeito da temperatura sobretensão de limiar (cerca de 6 mV redução / C) e a diferença entre os valores típicos de parâmetros e os máximos devem ser tidos em conta. © 2002 por CRC Press LLC 25 7 PORTÃO TENSÃO 20 6 15
- 54. 5 10 I DSvs V DS LOCUS 4 5 3 2 1 0 0 5 10 15 DRENAGEM DE TENSÃO (volts) FIGURA 1.59 Características corrente-tensão de um MOSFET de potência. Tensão de ruptura Esta é a tensão de dreno em que o corpo-drift diodo reversamente polarizada se rompe e uma significativa a corrente começa a fluir entre a fonte e dreno pelo processo de multiplicação avalanche, enquanto o gate e fonte estão em curto. Tensão de ruptura, BV DSS , normalmente é medido a uma corrente de dreno de 250 μ A. Para tensões de drenagem abaixo BV DSS e sem viés no portão, nenhum canal é formado sob a portão na superfície e a tensão de dreno é totalmente suportado pelo corpo deriva-reversamente polarizada pn junção.Há dois fenômenos relacionados que podem ocorrer em dispositivos mal concebidos e processados. Estes são soco-through e chegar-through. Punch-through é observada quando a região de depleção do lado da fonte do corpo-drift pn -junction atinge a região de origem a tensões de drenagem abaixo da tensão nominal da avalanche dispositivo. Isto fornece um percurso de corrente entre a fonte e dreno e faz com que uma característica de discriminação macio, como mostrado na Fig. 1,60 .A fuga de corrente entre fonte e dreno é denotada por I DSS . A seleção cuidadosa e otimização do perfil de dopagem usados na fabricação de um MOSFET de energia é, portanto, muito importante. Figura 1.61 apresenta um perfil típico de difusão para um MOSFET. A concentração à superfície do corpo e difusão o comprimento do canal (distância entre os dois pn -junctions formados pela fonte de difusão e o canal difusão) irá determinar se vazada irá ocorrer ou não. Há trade-offs a serem feitas entre on-resistência R dson que exige comprimentos mais curtos de canal e evitar perfurar-through, que exige comprimentos de canal mais longos. Uma equação aproximada dando a largura da região de depleção como uma função de silício © 2002 por CRC Press LLC I D Macio Afiada BV DSS V DS FIGURA 1.60 Características ruptura de um MOSFET que mostra a potência do ideal (sustenido) e não-ideal (macios) comportamentos. 10 26 10 25 n + 10 24
- 55. 10 23 p Regiãode superfície 10 22 Ao longo trilho transportador n Epilayer10 21 (N-) Escorra deriva Fonte Canal da Mancharegião 10 20 0 1 2 A distância ao longo do canal ( μ m) FIGURA 1.61 Perfil de dopagem típica de um MOSFET, numa direcção paralela à superfície do dispositivo. Limiar tensão é determinada pela concentração de pico transportadora na região de canal. fundo doping é dada por: 4 e s KT N A W ≈ --------------- ln------ (1,1) q 2 N A neu onde e s é permissividade semicondutores, K é a constante, Boltzmann T é a temperatura em K , q é eletrônico carga, N Um fundo é doping, e n i é a densidade de portadores intrínseca. © 2002 por CRC Press LLC PORTÃO N + SOURCE R CH R UmR SOURCE P-BASE R J R D N + SUBSTRATE R sub DRENAGEM FIGURA 1.62 A origem das resistências internas de um MOSFET. Além disso, a dose implante canal mais alto é benéfico do ponto punch-através de vista, pois o esgotamento largura será menor, mas o R dson vai sofrer com mobilidade reduzida transportadora. O desenho da dopagem perfil envolve a escolha de canais e implantes fonte doses, tempos de difusão e temperaturas que dão uma tensão de limiar, minimizando simultaneamente concebido R dson e eu DSS . Otimizando estes desem- parâmetros Mance com fabricação em mente é um dos desafios de design de alimentação MOSFET. O fenómeno alcance-through, por outro lado, ocorre quando a região de depleção no mandril lado do corpo-drift pn -junction atinge a interface epilayer-substrato antes da avalanche ocorre no epi. Uma vez que a ponta entra na depleção de substrato elevada concentração de transportador, um aumento adicionaltensão de dreno fará com que o campo eléctrico para alcançar rapidamente o valor crítico de 2 × 10 5 V / cm, a qual avalanche começa. Outros fatores que afetam a tensão de ruptura de MOSFETs de potência para uma determinada camada epitaxial incluemdesign de rescisão, o espaçamento da célula (largura da linha poli) e curvatura da região de depleção diodo corpo emo epi que é uma função da profundidade de difusão. MOSFETs de potência são projetados de tal forma que avalanchecolapso ocorre na área ativa pela primeira vez. On-Resistência A resistência no estado ligado de um MOSFET de alimentação é constituído por vários componentes, como mostrado na Fig. 1,62 . R dson = R fonte + R ch + R Um+ R J+ R D + R sub + R wcml (1,2) onde R fonte = resistência da fonte de difusão R ch = resistência canal R Um = resistência acumulação
- 56. R J =o "JFET" componente de resistência da região compreendida entre as duas regiões corporais R D = desvio resistência região R sub = a resistência de substrato; bolachas com resistividades de até 20 m Ω -cm são utilizados para alta tensão dispositivos e menos de 5 m Ω -cm para dispositivos de baixa tensão R wcml = soma de resistência do fio de ligação, entre em contato com resistência entre a fonte e dreno de metalizaçãoe as contribuições de silício, resistência metalização, e leadframe; estes são normalmente desprezível em dispositivos de alta tensão, mas pode tornar-se significativo em dispositivos de baixa tensão © 2002 por CRC Press LLC Regime de tensão: 50 V 100 V 500 V Acondicionamento R wcml Metalização Fonte R Ch Canal da Mancha JFET região R EPI Epitaxial camada Substrato FIGURA 1.63 Contribuições relativas para R dson em dispositivos com diferentes classificações de tensão. A Figura 1.63 apresenta o importância relativa de cada um dos componentes para R dson sobre o espectro de tensão.Como pode ser visto, com tensões elevadas a R dson é dominado pela resistência epi e o componente JFET. Este componente é maior em dispositivos de alta tensão em função do maior ou menor resistividade transportadora fundo concentração no epi. Em tensões mais baixas, o R dson é dominado pela resistência e o canal contribuições do contato de metal para semicondutores, metalização, fios de ligação, e leadframe. O contribuição substrato torna-se mais significativa para dispositivos menores tensão de ruptura. Transcondutância Este parâmetro é uma medida da sensibilidade de corrente de dreno para mudanças na polarização de porta-fonte e édefinida como: Δ I D gfs = ---------- V ds constante (1,3) Δ V gs ou seja, o gradiente da I d vs. V gs gráfico. Na região de saturação, g fs é dada por: W g fs = μ C boi ----- ( V gs V th) (1,4) L Este parâmetro está normalmente indicado para um V gs que dá uma drenagem de corrente igual a cerca de metade dovalor máximo classificação atual e para a V DS que garante uma operação na região de corrente constante. Com mobilidade μ fixo para uma dada semicondutor, os parâmetros de projecto de um influenciando transcondutância MOSFET são largura portão W , comprimento do canal L , e óxido de porta espessura t boi e, portanto, C boi . Width Gate é operímetro total porta de polissilício da estrutura celular e aumenta em proporção com a área activa quanto os aumentos de densidade celular. A densidade celular tem aumentado ao longo dos anos, a partir de cerca de meio milhão por metro quadradopolegadas em 1980, para cerca de 8 milhões de euros para MOSFETs planas e cerca de 12 milhões de euros para a tecnologia trincheira emo tempo presente. O fator limitante para densidades celulares ainda mais altos é o controle do processo de fotolitografiae resolução que permite que os contactos de ser submetido ao metalização fonte no centro das células. © 2002 por CRC Press LLC
- 57. Comprimento de canalreduzida é benéfico para ambas g fs e on-resistência, com soco-through como um trade-off. O limite inferior de este comprimento é definido pela capacidade de controlar o processo de dupla difusão e é em torno1 a 2 μ m hoje. Finalmente, as reduções na espessura do óxido portão dar maior C boi e superior g fs . A redução em óxido de espessura irá reduzir V th a menos que a dose implante canal é aumentada, o que, por sua vez fará com que uma maiorR dson . Em última análise, o limite inferior de t boi é definido pela classificação máximo da porta-fonte de tensão. Este é ± 30 V paradispositivos de alta tensão e ± 20 V para dispositivos de nível de lógica de menor tensão utilizados em aplicações eletrônicas portáteis. Limite de Tensão Isto é definido como o eléctrodo de porta viés mínimo necessário para inverter fortemente a superfície sob o poli e formam um canal de condução entre a regiões de drenagem e fonte. V th geralmente é medido em uma corrente de dreno-fonte de 250 μ A. Um valor de 2-4 V para dispositivos de alta tensão com mais grossas óxidos de porta evalores lógicos compatíveis com de 1 a 2 V para dispositivos de baixa tensão com mais finas são óxidos de porta comum. ComMOSFETs de potência constatação crescente uso em eletrônicos portáteis e comunicações sem fios, onde energia da bateria é um prêmio, a tendência é de valores menores de R dson e V th . Qualidade óxido de porta e integridade tornam-se questões importantes como a espessura do óxido de porta é reduzida para alcançar mais baixos V th . Um apro-imate expressão para V th é dada por: 4 e s KTN A ln ( N A / n i )2 KT Vth ≈ -------------------------------------------------- ---+ ----------ln (N A / n i) (1,5) (e boi / t boi) q onde e boi e t ox são permitividade e óxido de espessura e os outros parâmetros são definidas na Eq. (1.1). Os métodos de processamento utilizado e sua influência sobre a química da superfície de silício pronunciei efeitos sobre a V th . Fixa e de superfície e de interface cargas móveis, bem como encargos no ato óxido de porta paraalterar o valor de V ° em relação ao valor pretendido. Portanto, o controle destas cargas no processo é necessária para a obtenção consistente V th valores em produção. Além disso, a presença de cargas móveis distânciaa partir do óxido de porta e óxido / interface de silício pode encontrar o seu caminho para a superfície do dispositivo ao longo da vidado dispositivo e causar uma mudança gradual em V th . Por exemplo, iões de sódio no óxido de baixa temperatura (LTO) ou na metalização pode causar uma mudança na V th alterando a distribuição de carga na interface. Testes de vida acelerados são utilizados pelos fabricantes para avaliar novos processos e também para monitorar V th turnona produção. Monitoramento e controle de contaminação do equipamento de sala limpa são rotineiramente realizado por meio de medições de capacitância-tensão de diodos de teste. Em dispositivos reais, V th é alterada pelas funções de metal e de trabalho de semicondutores desiguais. Denotando oaltura da barreira entre o metal e o óxido de silício como φ B , a diferença de função de trabalho é dada por: q φ ms= q φ B + q χ o - ( q χ + E g / 2+ q ψ B) (1,6) onde ψ B é a diferença de potencial entre os níveis de Fermi em intrínsecos e de semicondutores; χ e χ o são os semicondutores e de óxido de afinidades eletrônicas e E g é a energia de semicondutores band-gap. Tendo em conta este efeito e também os diversos encargos fixos e móveis que podem alterar o valor de V th da que foi dada acima, a expressão para V th torna-se: Q s + Q ss + Q I + Q FC V th = φ ms+ 2 ψ B- ---------------------------------------------- (1,7) C machado onde Q s = carga de superfície, que é uma função do potencial de superfície e determina canal condutividade Q ss = carga estado da interface (normalmente 10 10 10 12 cm - 2 ); causada por ligações erráticas no semicondutor superfície, estes podem carregar e descarregar com as mudanças no potencial de superfície Q I = cobrar devido aos íons móveis no óxido Q FC = carga de superfície fixa na interface de silício-óxido de © 2002 por CRC Press LLC 100 10
- 58. T J =150 o C T J = 25 o C 1 V GS = 0V 0,1 0.0 0,5 1.0 1,5 2.0 2,5 V SD , Voltage Source-to-Drain (V) FIGURA 1.64 Características de tensão para a frente-de drenagem de fonte (corpo) diodo típico. Vale ressaltar que o sucesso dos dispositivos de silício reside em parte na baixa densidade destes Interface estados, que é devido à existência de óxido nativo em silício, em oposição a outros semicondutores tais como GaAs onde um óxido tal nativo não existe e camadas de óxido devem ser depositados com várias ordens de magnitude maiores densidades de estado de interface. Diode tensão de avanço (V F ou V SD ) Esta é a queda máxima garantida para a frente do diodo corpo-dreno em um valor especificado da fonte . corrente Figura 1.64 mostra um típico I - V . característica para este diodo em duas temperaturas p -Channel dispositivos têm maiores valores de V F devido à maior resistência de contato entre o metal e p do silicone em comparaçãocom n silício do tipo. Os valores máximos de 1,6 V para dispositivos de alta tensão ( > 100 V) e os valores de 1,0 V paradispositivos de baixa tensão ( < 100 V) são comuns. Dissipação de energia A dissipação de potência máxima admissível que irá aumentar a temperatura do chip para o máximo permitindo capaz quando a temperatura do invólucro é mantida a 25 ° C é um parâmetro importante e é dada por: T j max - 25 Pd = ---------------------- (1,8) R thJC onde T j max é a temperatura máxima admissível do pn junção no dispositivo (normalmente 150 ou 175 ° C) e R thJC é a junção de causar impedância térmica do dispositivo. Características dinâmicas Comutação e Transient Response Quando o MOSFET é utilizada como um interruptor, a sua função básica é a de controlar a corrente de drenagem, o portãotensão. A Figura 1.65 apresenta as características de transferência e um modelo de circuito equivalente frequentemente utilizado para oanálise do desempenho de comutação MOSFET. Para uma discussão detalhada sobre este tema, consulte o Capítulo 4 do Grante Gower (1989). O que se segue é um resumo dos pontos importantes. O desempenho de um dispositivo de comutação é determinado pelo tempo necessário para estabelecer as mudanças de tensãoentre capacitâncias e transformações actuais indutâncias. R L é a resistência distribuída do portão e é aproximadamente inversamente proporcional à área activa. Valores de cerca de 20 Ω -mm 2 são comuns para o © 2002 por CRC Press LLC I D declive = g fs V GS (A) D L D C GD D '
- 59. G R GBody-dreno L ' I D diodoCDS S ' C GS L S S (B) FIGURA 1.65 (A) As características de transferência e (b) um diagrama de circuito equivalente mostrando o parasita MOSFET componentes que têm o maior efeito sobre a velocidade de comutação. produto de R G e área ativa para portões de silício policristalino. L S e L D são fonte e dreno de chumbo e indutâncias são em torno de algumas dezenas de NH. A origem física das capacitâncias C GS , C GD , e C DS foram discutidos na introdução deste capítulo sobre o esquema dispositivo mostrado na Fig. 1.57 . Os valores típicos de entrada ( C iss ), saída ( C oss ) e transferência (reverso C rss ) capacitances dadas nas folhas de dados são usados porprojetistas de circuitos como um ponto de partida para determinar os valores dos componentes do circuito. Os capacitances folha de dadossão definidos em termos das capacitâncias do circuito equivalente como: C iss = C GS + C GD , C DS em curto C rss = C GD C oss = C DS + C GD A capacitância porta-dreno C GD é uma função não-linear de tensão e é o parâmetro mais importante uma vez que fornece um circuito fechado de realimentação entre a saída e a entrada do circuito. C GD é também chamado de © 2002 por CRC Press LLC R D V DS V GS DUT R G - V DD+ - 10 V Largura de pulso _ 1 μ s Dever Fator _ 0,1% t d (em) t r t d (off) t f VGS 10% 90% VDS FIGURA 1.66 A comutação de circuitos de teste tempo e resultando V GS e V DS formas de onda. Miller capacitância, uma vez que faz com que o total de capacitância de entrada dinâmica para se tornar maior do que a somadas capacitâncias estáticas. Figura 1.66 mostra um circuito de teste típico tempo de comutação. Também são mostrados os componentes da ascensão ecaem vezes com referência aos V GS e V DS formas de onda. Vire-on delay, t d (on) , é o tempo necessário para carregar a capacitância de entrada do dispositivo antes de a condução da corrente de escoamento pode começar. Da mesma forma, o atraso de desligamentot d (largo) é o tempo necessário para descarregar a capacitância após o portão está desligado. Carga da Porta Embora os valores de capacitância de entrada são úteis, eles não fornecem resultados precisos quando se compara ocomutação performances de dois dispositivos de diferentes fabricantes. Efeitos do tamanho do dispositivo e
- 60. transcon-condutância fazer taiscomparações mais difícil. Um parâmetro mais útil do ponto de design de circuitosde vista é a carga portão, em vez de capacitância. A maioria dos fabricantes incluem ambos os parâmetros na sua folhas de dados. A Figura 1.67 mostra uma forma de onda de carga porta típica e do circuito de teste. Quando o portão éligado à tensão de alimentação, V GS começa a aumentar até atingir V ° , altura em que a corrente de dreno começa a fluir eo C GS começa a cobrar. Durante o período de t 1 a t 2 , C GS continua a cobrar, o portão tensão continua a aumentar e a corrente de dreno aumenta proporcionalmente. No tempo t 2 , C GS está completamente carregadae a corrente atinge o dreno de corrente predeterminado I D e permanece constante, enquanto a tensão de dreno começa a cair. Com referência ao modelo de circuito equivalente do MOSFET mostrado na Fig. 1,67 , o que pode se observar que com C GS totalmente carregada no t 2 , V GS torna-se constante e a unidade atual começa a carregar a Miller capacitância C GD . Isso continua até que o tempo t 3 . Note-se que o tempo de carga para a capacitância Miller émaior do que para a fonte de portão capacitância C GS , devido à rápida evolução da tensão de drenagem entre t 2 formiga t 3 (atual = C dV / dt ). Uma vez que ambos os capacitances C GS e C GD estão totalmente carregadas, a tensão da porta © 2002 por CRC Press LLC V DD I D D C DG D G I D S C GS S TESTE DO CIRCUITO (A) O GS O GD V L PORTÃO V G (TH) TENSÃO '0' 1 «2 «3 «4 DRENAGEM TENSÃO fuga de corrente V DD I D ONDA (B) FIGURA 1.67 (A) circuito de teste de carga Gate e (b) resultante de porta e de drenagem de formas de onda. V GS começa de novo a aumentar até atingir a tensão de alimentação no tempo t 4 . A carga gate ( Q GS + Q GD ) correspondente ao tempo t 3 é a carga mínimo necessário para ligar o dispositivo. Bom circuito prática de projeto determina o uso de uma tensão de porta maior do que o mínimo necessário para a mudança e, por conseguinte, a carga de porta utilizada nos cálculos é Q L correspondente a t 4 . A vantagem da utilização de carga de porta é que o projectista pode facilmente calcular a quantidade de corrente necessáriado circuito de unidade para ligar o dispositivo em um período de tempo desejado; desde Q = CV e I = C dV / dt então Q = tempo × atual. Por exemplo, um dispositivo com uma carga portão de 20 nC pode ser ativado em 20 μ s Se umcorrente de 1 mA é fornecido à porta ou pode ligar em 20 ns, se a corrente de porta é aumentada para 1 A. Estes cálculos simples não teria sido possível com valores de capacitância de entrada. dV / dt Capability Isto também é chamado o pico de diodo e recuperação é definida como a velocidade máxima de aumento de dreno- fontetensão permitida. Se essa taxa for excedido, então a tensão entre os terminais do porta-fonte pode tornar maior do que a tensão de limiar do dispositivo, obrigando o dispositivo no modo de condução de corrente e © 2002 por CRC Press LLC
- 61. DRENAGEM DI 1 C GDC DB APLICADA NPN RAMP I 2 BIPOLAR TENSÃO G TRANSISTOR R G R B C GS S SOURCE FIGURA 1.68 Modelo de circuito equivalente de um MOSFET que mostra a potência dos dois mecanismos possíveis para dV / dt - turn-on induzido. (De Baliga, BJ, modernos dispositivos de potência, © 1987 John Wiley & Sons, Inc., New York. Reproduzido com permissão de John Wiley & Sons, Inc.) sob certas condições, pode ocorrer uma falha catastrófica. Há dois possíveis mecanismos pelos quais a dV / dt induzida turn-on pode ter lugar. A Figura 1.68 mostra o modelo de circuito equivalente de um MOSFET de potência,incluindo o BJT parasitária. O primeiro mecanismo de dv / dt turn-on induzida torna-se ativa através do ação de feedback do portão fuga de capacitância C GD . Quando uma rampa de tensão aparece em toda a drenagem eterminais de fonte do dispositivo, uma corrente I 1 flui através do portão de resistência R G por meio do gateway drenar capacitância C GD . R L é a resistência total de portão no circuito e a queda de tensão que é dado por: V GS = I 1 R G dV (1,9) = R G C GD ------- dt Quando a tensão da porta V GS excede a tensão de limiar do dispositivo V ° , o dispositivo é forçado a entrar condução. O dV / dt capacidade para esse mecanismo é assim definido por: dV V th -------= --------------- (1.10) dt R G CGD É claro que a baixa V th dispositivos são mais propensas a dV / dt transformar-on. O coeficiente de temperatura negativo deV th é de especial importância em aplicações em ambientes de alta temperatura estão presentes. Além disso, portão impedância do circuito tem de ser escolhida com cuidado, a fim de evitar este efeito. C GD é um dispositivo interno parâmetro e é determinada pela área de sobreposição entre a porta de poli silício e óxido de porta e espessura. Maiores espessuras de óxido portão reduzir C GD e também aumentar V th , tanto vantajoso dV / dt classificação, como desde que a maior V th é aceitável na aplicação. O segundo mecanismo para o dV / dt transformar-on em MOSFETs é através do BJT parasitário, como mostrado naFigo. 1.69 . A capacitância associada com a região de depleção do diodo corpo estendendo-se para a deriva região é denotado como C DB e aparece entre a base do BJT e a drenagem do MOSFET. Este capacitância dá origem a uma corrente I 2 , que flui através da resistência de base R B , quando uma rampa de tensão aparece entre os terminais de dreno-fonte. Com analogia com o primeiro mecanismo, o dV / dt capacidade de este mecanismo é dada por: dV V BE -------= --------------- (1.11) dt R B C DB © 2002 por CRC Press LLC
- 62. SOURCE PORTÃO N +A L N + R S C DB DRENAGEM FIGURA 1.69 Origem física dos componentes parasitárias BJT que pode causar dV / dt induzida por transformar-on no poder MOSFET. (De Baliga, BJ, modernos dispositivos de potência, © 1987 John Wiley & Sons, Inc., New York. Reproduzido com permissão de John Wiley & Sons, Inc.) Se a tensão que se desenvolve através R B é superior a cerca de 0,7 V, em seguida, a junção base-emissor é Atacante-BJT tendenciosa e o parasita está ligado. Sob as condições de altas dV / dt valores e grandes de R B , a ruptura tensão para baixo do MOSFET serão limitadas a de que a tensão de ruptura à base aberta do BJT. Se a tensão de dreno aplicado é maior do que a tensão de ruptura à base aberta, então o MOSFET entrará avalanche e pode ser destruído se a corrente não está limitada externamente. Aumentando dV / dt , por conseguinte, é necessário reduzir a capacidade de resistência de base R B , aumentando o corporegião de dopagem e reduzindo a distância que a corrente I 2 tem a fluir lateralmente antes de ser recolhido pela metalização fonte. Tal como no primeiro modo, o BJT relacionada dV / dt se torna pior à capacidade maior temperaturas desde R B aumenta e V BE diminui com o aumento da temperatura. Aplicações A seguir, são dois dos principais mercados onde MOSFETs de potência estão encontrando cada vez mais aplicaçõescomo quer controlados por interruptores lógico ou analógico. Comunicação Eletrônica e sem fio portátil Com os recentes avanços nos produtos eletrônicos portáteis, baixo R dson , montagem de superfície nível lógico poder MOSFET estão experimentando demanda explosiva. Um computador portátil, por exemplo, usa MOSFETs de potêncianos conversores AC-DC, o DC-DC conversores e reguladores de tensão, chaves de gerenciamento de carga, circuito carregador de bateria, e de proteção da bateria inversa. Os recursos necessários de MOSFETs nestes rente cátions são de tamanho pequeno, baixa dissipação de energia e pouca resistência para a vida útil da bateria. Reduçãode ambas as perdas de condução e comutação são considerações importantes na concepção de MOSFETs destinadasneste mercado. Automotivo Breakers contato mecânico têm sido quase sempre substituído por dispositivos semicondutores em circuitos de ignição emcarros modernos. Um dispositivo semicondutor adequado deve ser capaz de bloquear a tensões elevadas em um graveambiente onde surtos de tensão de linha são comuns devido à abertura e fechamento das chaves e o conexão e desconexão de cargas indutivas durante a manutenção e conexões soltas. Bipolar transistores com a sua susceptibilidade à quebra secundário não são adequados ao passo que MOSFETs de potência comcapacidade avalanche são ideais. Transientes de tensão são presas pela avalanche do MOSFET sem a necessidade de utilizar quaisquer circuitos de proteção externos. © 2002 por CRC Press LLC Em veículos de bateria de 12 V os MOSFETs mais utilizados são classificados em 50 ou 60 V repartição tensão as idades. O guarda-borda significativa é necessária a fim de evitar a falha do dispositivo devido ao alternador produção de altas tensões depois de derramar uma carga pesada. As outras características do poder MOSFETs que os tornam adequados para as aplicações automóveis são elevadosdV / dt ratings, desempenho de alta temperatura, robustez e alta confiabilidade. Nível Logic, montagem em superfície dispositivos com baixo R dson recentemente encontrado aplicação neste domínio. A menor pegada de montagens de superfícieoferece economias de espaço e a inferior R dson acaba com a necessidade de dispositivos em paralelo para reduzir o sobre-resistência.Este, por sua vez se traduz em menos contagens de dispositivos e dissipadores de calor, que reduz o custo total. Além do controle de ignição, MOSFETs de potência são utilizados em sistemas (ABS) de freio anti-lock, eletrônico numerosas aplicações de controle de motor direcção assistida (EPS) de sistemas, sacos de ar, suspensão eletrônica, etais como vidros elétricos, bancos elétricos, ventilador do radiador, limpadores, bomba de combustível, etc. Referências Baliga, BJ 1987. Devices poder moderno, John Wiley & Sons, New York. Grant, DA e Gower, I. 1989. Poder MOSFETs-Teoria e Aplicações, John Wiley & Sons, New York. International Rectifier de 1995, Manual-Notas de aplicação de HEXFET Poder MOSFET Designer e confiável Dados de habilidade, Internacional Retificador, em El Segundo, CA.
- 63. Oxner, ES 1982.FETs de potência e suas aplicações, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ. Sze, SM 1981. Física de dispositivos semicondutores, John Wiley & Sons, New York. 1,7 Geral de semicondutores de potência Chave Requisitos Alex Huang Q. Um interruptor de semicondutor de potência é um componente que pode conduzir uma corrente quando é comandadoON ou bloquear uma tensão quando é comandado OFF através de um controle. Esta mudança de condutividade é tornada possível em um semicondutor por estruturas de dispositivos especialmente arranjadas que controlam o transporte transportadoraportation. O tempo que demora para alterar a condutividade também é reduzida para o nível microssegundo em comparação com o nível de um milésimo de segundo interruptor mecânico. Ao empregar este tipo de switch, um corretamentesistema elétrico projetado pode controlar o fluxo de energia elétrica, moldando a eletricidade em desejado formas. Os parâmetros que descrevem o desempenho de um sistema de conversão de energia incluem fiabilidade, eficácia,tamanho e custo. O interruptor de alimentação desempenha um papel importante na determinação dessas performances de nível de sistema[1]. Para facilitar a análise, um conversor Buck simples mostrado na fig. 1.70a (conversor buck) e 1.70b (As formas de onda de comutação) é utilizado como um exemplo. Existem dois interruptores SW e D F no circuito. O finalidade deste circuito é o de fornecer energia proveniente de uma fonte de energia com uma tensão mais elevada V CC para a cargacom uma tensão mais baixa V O requisito. Quando o SW interruptor de alimentação está ligada, a energia é entregue a partir dofonte V CC através de interruptor SW, indutor L para a carga. Quando a tensão de saída for suficientemente elevada, estaligação de energia será encerrado desligando SW. Energias armazenadas em G e C S irá manter a carga tensão. As formas de onda típicas de circuito estão representadas na Figs. 1.70a e b suas formas de onda de comutação. Ocircuito tem quatro modos de funcionamento diferentes: (1) ( t 0 - t 1 ) SW off e D F on; (2) ( t 1 - t 3 ) SW transformar-on e D Fdesligar; (3) ( t 3 - t 4 ) SW on e D F off; (4) ( t 4 - t 6 ) SW turn-off e D F transformar-on. Geralmente, os seguintes parâmetros são importantes para um interruptor de semicondutores concebido pelo poderaplicações de conversão: 1. capacidade de transporte de corrente máxima 2. capacidade máxima de bloqueio de tensão 3. queda de tensão para a frente durante ON e sua dependência da temperatura 4. A corrente de fuga durante OFF 5. capacidade térmica © 2002 por CRC Press LLC SW L + V SW - V 0 I SW V cc I L + D F C OI D R L (A) Controle I L I L I SW V CC V SW V CC V D I LI D t 0 t 1 t 2 t 3 t 4 t 5 t 6 Mudar transformar-on Mudar turn-off Diode turn-off Diode turn-on
- 64. (B) FIGURA 1.70 (A)conversor Buck e (b) as formas de onda de comutação. 6. Mudando tempos de transição durante tanto transformar-on e turn-off 7. Capacidade de ficar dV / dt quando o interruptor estiver desligado ou durante o turn-off 8. Capacidade de ficar dI / dt quando o interruptor é ON ou durante turn-on 9. controlável dI / dt ou dV / dt capacidade durante a transição de comutação 10. Capacidade para resistir tanto de alta corrente e tensão simultaneamente 11. perdas de comutação Exigência de potência 12. Controle e complexidade do circuito de controle Os itens acima podem ainda ser divididos em três categorias: parâmetros estáticos, dinâmicos e de controle. Itens 1 a 5 referem-se ao desempenho estática de um switch. Ambos ratings de corrente e tensão descrever o capacidade de potência de um interruptor. Para uma determinada aplicação, os dispositivos com maior corrente e tensãoclassificações são mais robustos para sobrecorrente transitória e de tensão devido a transições de comutação de circuitos ou falhas,aumentando a confiabilidade de nível de sistema. Para o conversor buck, a corrente nominal do SW quando está ligado © 2002 por CRC Press LLC é igual à corrente do indutor de saída. No entanto, SW vai experimentar maior corrente de pico durante o período de turn-on entre t 2 e t 3 devido ao diodo D F recuperação reversa. Quando a carga R L está em curto ou D F é falha em curto, SW vai observar uma corrente de falta muito maior. Baixa queda de tensão direta e chumbo fuga de corrente para uma menor perda de energia, o que é bom do eficiência energética e do ponto de vista de gestão térmica. Entre t 0 e t 1 , SW está ligado e o seu poder dissipação é ( I L V F ), onde V F é a queda de tensão directa de SW. Entre t 3 e t 4 , SW está desligado e seu poder dissipação é ( V CC I LKG ), onde eu LKG é a corrente de fuga de SW. Boa capacidade térmica, que refere-se a a resistência térmica do dispositivo até à temperatura ambiente e a temperatura máxima, o dispositivo pode suportar, permite que o dispositivo funcione a sua máxima potência nominal em vez de ser limitado pelo gerenciamento térmico.Itens 6 a 11 estão relacionadas com o comportamento dinâmico de um switch. Tempos de transição curtos são obrigatóriospara aumentar a frequência de comutação e reduzir as perdas de comutação. A última é causada pela sobreposição decorrente e tensão na chave. Para o conversor buck, o tempo de transição turn-on de SW é ( t 3 - t 1 ) e o tempo de transição turn-off é ( t 6 - t 4 ). A corrente / tensão do interruptor se sobrepõe; daí, a sua comutação as perdas são aproximadamente proporcionais aos tempos de comutação. Item 7 descreve o externo dV / dt imu- dade do dispositivo. Num sistema, o comutador está geralmente exposta a um ambiente electromagnético complexo. No entanto, o estado e o funcionamento do interruptor só deve ser controlado por seu comando de controle em vez de o meio ambiente. Quando a chave está no estado OFF ou durante a operação de turn-off, o comutador deve ficar OFF ou continuar seu processo de desligamento não importa o que o externo dV / dt em toda a sua ânodo ecátodo (ou coletor / emissor) é. Da mesma forma, há uma dI / dt exigência quando o detector está ligado ou durante a transição turn-on. Dispositivos com um tamanho de célula grande, como o portão turn-off (GTO) thyristor têm menorDI / dt limitações por causa do longo tempo necessário para a atual distribuição uniforme. Embora uma boa interruptor deve ser capaz de resistir a variações de tensão e de corrente dinâmica graves, deveriatambém ser capaz de fornecer o sistema com um ruído electromagnético aceitável. Isto requer a controlável dI / dt e dv / dt capacidades de a chave [2]. Um típico turn-on operação de um interruptor em um poder sistema de conversão está associada a um turn-off processo de outro switch (ou diodo). A dl / dt é geralmente determinada pelo turn-on interruptor e compartilhado pelo interruptor de turn-off , que pode não ser capaz de suportar a alta dI / dt . Por exemplo, um diodo tem um problema de turn-off e alto turn-off dI / dt pode superestimar-lo. No conversor buck, o turn-off do diodo D F é acompanhado com o turn-on de SW de partida do t 1 . A queda dI / dt da D F do é igual à do aumento dI / dt da SW. Depois de t 2 , D F entra na sua processo de recuperação reversa, a atravessar o seu mais alto poder instante antes de sua atual finalmente vai para zero.Para proteger esses dispositivos associados de forma eficaz, o máximo turn-on dI / dt deve ser limitado. Da mesma forma,Numa operação típica de um interruptor num circuito de conversão de energia de desligar está associado com um processo de ligar novamentede outro switch (ou diodo). O dv / dt é geralmente determinada pelo interruptor turn-off e compartilhado pelo ative o interruptor, o que pode não ser capaz de suportar a elevada dV / dt . O máximo dV / dt do ativo chave deve ser limitada para proteger os interruptores associados. Ambos dV / dt e dI / dt controles normalmente requeremum dispositivo de possuir uma área de operação segura polarizado diretamente (FBSOA) [3]. O FBSOA define um máximo V -I região em que o dispositivo pode ser comandado para funcionar com alta tensão e de corrente simultânea. A corrente do dispositivo pode ser controlada através da sua porta (ou base) e o comprimento da operação é apenas limitado pela sua limitação térmica. Dispositivos com FBSOA normalmente têm uma região activa em que o dispositivocorrente é determinada pelo nível do sinal de controlo, como é mostrado na Fig. 1.71 . Deve notar-se, no entanto, que dI / dt controle na prática, significa retardar o processo transitório e aumentando o turn-on perda. Durante um processo típico de turn-off indutivo, a tensão de um interruptor vão subir e seu atual diminuirá. Durante a transição, o dispositivo observa tanto de alta voltagem e corrente elevada simultaneamente. Figura 1.72 descreve a trajetória de corrente-tensão típica de um processo de desligar indutiva, como é o caso no corço circuito mostrado na fig. 1.70a e b , entre t 4 e t 6 no domínio do tempo. A corrente do dispositivo permanece constante enquanto que a sua tensão sobe. Sua corrente começa a diminuir uma vez que sua tensão atinge o seu valor nominal.O pico de tensão é provocada por o dI / dt e indutância parasita no circuito de comutação de corrente. No I - V plano do dispositivo, a curva que define a tensão máxima e de limite de corrente dentro do qual o dispositivo pode desligar com segurança, é referida como área de operação segura, a tendenciosa-reverse (RBSOA) [4] dodispositivo. Obviamente, o RBSOA de um dispositivo deve ser maior do que toda a sua possível turn-off I - V trajetórias.Dispositivos sem uma grande RBSOA bastante precisa de um circuito externo (como um circuito de comutação
- 65. suave auxiliar © 2002por CRC Press LLC EU I G4 (Ou V G4 ) ou além I G3 (ou V G3 ) I G2 (ou V G2 ) I G1 (ou V G1 ) V FIGURA 1.71 Atacante IV característica de um dispositivo e sua definição FBSOA (área sombreada). O controlo do dispositivo pode ser de corrente ou tensão. EU sem snubber Eu nom com amortecedor VV NOM FIGURA 1.72 Vire-off IV trajetórias de um dispositivo sob condição típica carga indutiva com e sem volume de negócios amortecedor off. ou um dV / dt snubber) para moldar o seu turn-off I - V trajetórias para um menor de garantir a segurança turn-off operação. Dispositivos com snubbers turn-off pode, portanto, sobreviver com um RBSOA muito menor. No entanto, um dV / dt amortecedor aumenta o número de componentes do sistema, por conseguinte, o tamanho e o custo do sistema. O volume de negóciosoff operação realizada sem a ajuda de um amortecedor é chamado snubberless turn-off ou disco turn-off, Considerando um processo com a ajuda de um amortecedor é chamado snubbered ligar-desligar. Durante a transição turn-on, um interruptor também vai observar tanto de alta tensão e alta corrente simul- amente. Figura 1.73 retrata a trajetória típica tensão-corrente de um processo de turn-on indutivo como é o caso no circuito mostrado na bola Fig. 1,70 entre t 1 e t 3 no domínio do tempo. A tensão do dispositivo permanece constante, enquanto suas corrente aumenta até atingir o nível de corrente nominal do dispositivo. Osuperação corrente é devido à recuperação inversa de um diodo associado (ou um interruptor). Um dispositivo sem um grande o suficiente FBSOA necessita de um circuito de amortecimento externa para ajudar a sua I - V trajectória, como é mostrado na Fig.1,73 . A tensão sobre o dispositivo pode ser significativamente reduzida com o amortecedor de tara. No entanto, um volume de negóciosno circuito de amortecimento também aumenta o componente contagem, tamanho e custo de um sistema. © 2002 por CRC Press LLC
- 66. EU sem snubber Eu nom comamortecedor VV NOM FIGURA 1.73 Vire-on IV trajetórias de um dispositivo sob uma condição típica carga indutiva. EU dispositivo sem capacidade de limitação de corrente I LIM dispositivo com capacidade de limitação de corrente Eu nom V FIGURA 1.74 Atacante IV características dos dois tipos de dispositivos com e sem auto-limitação de corrente capacidade. Artigo 10 define a capacidade de um switch para suportar a alta potência instantânea. No entanto, esta capacidadedurante turn-on e turn-off será diferente para um dispositivo semicondutor por causa da diferença de distribuição transportadora livre. RBSOA é principalmente utilizado para descrever a capacidade de desactivação de um dispositivo, enquantoFBSOA é usado para medir a sua capacidade de turn-on. FBSOA, como sugere seu nome, também é usado para medira capacidade de um dispositivo para suportar a alta tensão e alta corrente CC e sob condições de curto-circuito. Um curto-circuito de carga é uma ameaça para o dispositivo que está ligado ou é ligar em um circuito típico. A temporáriocarregar curto pode introduzir uma corrente extremamente elevada que gera alta dissipação de potência instantânea, levandopara a falha do interruptor. Para proteger eficazmente o interruptor sob uma condição de curto-circuito, a habilidade para limitar a sua corrente máxima, para uma dada tensão de CC é necessária. Neste caso, a potência de pico instantâneo é 2 ( V CC I LIM ), enquanto que para um dispositivo sem essa capacidade é (/ r ), onde V CC é a tensão de CC, que LIM é aV CC limitação da corrente máxima do aparelho, e r é a resistência efetiva de um dispositivo enquanto ele estiver ligado. Uma vez que r é normalmente baixa em um dispositivo prático, o poder instantâneo de um dispositivo sob uma carga de curto-circuito. sem a limitação máxima atual é muito maior Figura 1.74 mostra a I - V características durante o estado ON para dispositivos com ou sem a capacidade de auto-limitação de corrente. © 2002 por CRC Press LLC A capacidade de um interruptor de corrente para limitar o seu valor máximo, independentemente da tensão aplicada é um eficazmétodo para limitar o seu poder imediato. Um dispositivo com capacidade FBSOA normalmente tem auto-limitação de correntecapacidade e, consequentemente, pode sobreviver a uma falha de curto-circuito para um curto período de tempo como determinado pela sua térmicalimitação [5]. Referências 1. M. Nishihara, diversidade eletrônica de potência, apresentado no IPEC '90, 1990, 21-28. 2. R. Chokhawala et al., As considerações Portão de unidade para módulos IGBT, apresentados na IAS 92, 1992, 1186-1195. 3. BJ Baliga, Tendências em dispositivos semicondutores de potência, Electron Devices IEEE Trans., 43 (10) 1717- 1731,1996. 4. DY Chen, G. Carpenter, e FC Lee, RBSOA caracterização de dispositivos GTO, em PESC '93 Record,
- 67. 24 Anual IEEE1993, 489-495. 5. HC Eckel et al., Otimização do desempenho turn-off de IGBT em mais e curto circuito atual, na 5ª Conferência Europeia sobre Eletrônica de Potência e Aplicação Rec., 1993, 317-322. 1,8 Gate Turn-Off Tiristores Alex Huang Q. O primeiro interruptor de alimentação semicondutores que foi colocado em uso foi o retificador controlado de silício (SCR) [1]inventado em 1950. O SCR é um dispositivo trava-up com apenas dois estados estáveis: ligado e desligado. Não faz tem FBSOA. Ele pode ser mudado de OFF para ON emitindo um comando em forma de um pequeno gateway desencadeando actual. Isto irá iniciar um processo de feedback positivo que acabará por ligar o dispositivo. O SCR tem um bom trade-off entre a sua queda de tensão para a frente e tensão de bloqueio por causa da forte modulação condutividade fornecidas pelas injeções de ambos os elétrons e buracos. Além disso, a estrutura de um SCR é muito simples do ponto de vista do fabrico, pois a sua porta pode ser colocada em um pequeno região. O tamanho de um único SCR pode, portanto, ser facilmente ampliado para aumentar a capacidade de corrente dadispositivo sem muitos problemas de processamento. Há 8,0 kA / 10,0 kV SCR comercialmente disponíveis que usam um 6-em. wafer de silício para a condução de corrente. No entanto, SCRs não pode ser desligado através de suacontroles de portão. Por causa da limitação da controlabilidade turn-off do SCR, o portão turn-off (GTO) thyristor [2] foi posteriormente desenvolvida. Como o seu nome indica, um GTO é um dispositivo que pode ser desligado atravésseu controle portão. A sua estrutura básica é muito semelhante ao de um SCR. No entanto, muitos dedos de porta são colocadosna GTO circundante seu cátodo. Durante uma operação de turn-off, o mecanismo de trava-up pode ser quebrado através do controle do portão. A GTO é, portanto, um dispositivo com controle de portão completo e semelhante corrente alta-tensãoclassificação de um SCR. Até o momento, o GTO tem a maior potência e melhor trade-off entre o bloqueio de tensão e a perda de condução de qualquer interruptor totalmente controlável. No entanto, o desempe- dinâmicomance de GTOs é pobre. A GTO é lento em ambos virar-on e turn-off. Falta-lhe FBSOA e tem pobre RBSOA por isso requer snubbers para controlar dV / dt durante a transição turn-off e dI / dt durante turn-on transição. O tiristor GTO foi um dos primeiros interruptores semicondutores de potência com controle de portão completo. Ele tem servido muitas aplicações de potência que variam de baixa potência (abaixo de 100 W) em seus primeiros anos de altapoder-se a centenas de megawatts. A GTO state-of-the-art pode ser fabricada em uma pastilha de silício do tamanho como 6 em. e pode ser avaliado até 6,0 kA e 6,0 kV [3]. Esta classificação é muito maior do que as classificações de qualqueroutros dispositivos totalmente controlável. Os parâmetros estáticos GTO são excelentes: baixa perda de condução devido à sua transportadora dupla face minoriainjeção, alta tensão de bloqueio, e de baixo custo, devido à sua fabricação em larga wafer único. No entanto, a sua desempenho dinâmico é pobre. Os requisitos de um dV / dt snubber durante turn-off operação, um dI / dt © 2002 por CRC Press LLC snubber durante turn-on operação, e mínima dentro e fora vezes fazer o GTO difícil de usar. Para melhorar o desempenho dinâmico do GTO, mantendo seu bom desempenho estático, uma melhor compreensão do mecanismo da GTO é necessário. Nesta seção, o princípio de funcionamento básico do GTO, as suas vantagens e desvantagens, e o mecanismo que determina o seu desempenho está resumido e discutido. Um novo conceito de condução de portão, ou seja, turn-off de ganho unitário, é então introduzida.As vantagens deste método de condução especial são analisados e discutidos. Abordagens Finalmente, conhecidos todosque fazem uso desta técnica de condução especial estão resumidas. GTO Atacante Condução Figura 1.75a ilustra a estrutura da célula e do perfil de doping de um GTO alta potência típica. Figura 1.75b mostra o modelo GTO com dois transistores; e Fig. 1.75c é uma fotografia de um 4-in. GTO junto com seu portão liderar. A estrutura é uma de três terminais, quatro camadas pnpn estrutura com uma levemente dopado n - tensão de bloqueiocamada no centro [4]. O eléctrodo externo sobre a p + camada é chamado o ânodo onde o actual normalmente flui para dentro do dispositivo. O eléctrodo externo no n + camada é chamado o cátodo de onde a corrente flui normalmente fora. O eletrodo no interno p camada ( p -base) é chamado o portão, que é usado para controle. O princípio de funcionamento de um GTO pode ser compreendida através do seu modelo de circuito equivalente mostrado nasFigo. 1.75b . A pnp transistor representa as três camadas superiores do GTO, enquanto o npn transistor Anódio Doping Perfil P + J1 I A N- (A)
- 68. J2 PI G I KJ3N +Portão Cátodo anódio (B) portão cátodo (C) FIGURA 1.75 (A) a estrutura da célula GTO e seu perfil de doping; (B) O modelo GTO com dois transistores; (C) uma fotografia de um 4-in. GTO, juntamente com a sua liderança portão. © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.76 Vire-on e atual processo-sustentável em um GTO. FIGURA 1.77 O fluxo de corrente em um GTO com corrente de comando portão. representa o fundo três camadas do GTO. Uma vez que o n - camada serve como a base da pnp e o colector do npn , e o interno p camada serve como a base do npn e o colector do pnp , os dois transistores são de acoplamento cruzado. Esta estrutura tem dois estados estáveis: ON e OFF, que são determinada pelo seu controle do portão. Quando uma corrente é injectada no GTO a partir da sua porta de entrada para o seu cátodo, onpn estrutura está ligada e seu coletor de corrente flui do ânodo da GTO através J 1 junção. Desde J 1 é a junção emissor do pnp estrutura, a corrente de colector do pnp é, em seguida, a base de corrente do npn . Por conseguinte, os dois transistores de fornecer correntes de base uns aos outros, formando uma positivarealimentação entre eles até que atinjam um estado de auto-sustentação comumente conhecido como trava-up ou fechada.Sob a condição de travado, injecções transportadora minoria de alto nível estão disponíveis a partir do ânodo para o cátodo, com todos os três pn junções polarizado diretamente. Por conseguinte, existe uma alta condutividade do ânodo para ocátodo, permitindo que a corrente flua elevada a partir do ânodo para o cátodo. A Figura 1.76 ilustra este turn no processo. No nível de silício, o turn-on de junção J 3 resulta na injeção de elétrons na p -base região. Estes electrões se difundem através da p -base e são recolhidas principalmente pela junção inversamente polarizado J 2 . Paramanter a continuidade da corrente, junção J 1 irá fornecer uma corrente através da injecção de orifícios na n - região. Parte destes furos vai difundir através da n - região e são recolhidos por junção J 2 , resultando em
- 69. mais injeção eletrônicada junção J 3 . Quando ambos os transistores operam com um ganho de corrente suficiente, uma mecanismo de feedback positivo é suficiente para resultar numa trava-se. Deixe o ganho de corrente de base comum de pnp e npn ser α pnp e α npn , respectivamente. Normalmente, α pNPP é menor do que α NPN desde o PNP é uma estrutura em toda a base. O fluxo de corrente no interior de um GTO está ilustrado naFigo. 1.77 . Na junção J 2 , a corrente devido à injeção lado cátodo é α npn I K ; a corrente devido ao lado do ânodo © 2002 por CRC Press LLC injecção é α pnp I A ; e a corrente de fuga é I L . De acordo com a lei de Kirchhoff, I A = α pnp I A + α npn I K + I L (1.12) e I A = I K - I L (1.13) Combinando estas equações, I A = ( α pnp I L + I L ) / (1- α pnp α npn ) (1,14) Esta equação mostra que a estrutura do tiristor pode manter a sua corrente de ânodo, por si só uma vez que a somado ganho de corrente de base comum ( α PNP + α npn ) de ambos os transistores se aproxima da unidade. Para um GTO, α npné projetado baixo e é normalmente dependendo I G para garantir a sua capacidade de transformar-off portão. Este serádiscutido mais tarde. Com esta capacidade de auto-sustentação, o portão de um GTO não precisa fornecer uma grande quantidade deatual e não precisa estar muito perto de seu cátodo como é necessário em um transistor de junção bipolar Projeto (BJT). A dimensão de uma célula típica GTO mostrado na Fig. 1.75 é de 100 a 150 μ m de largura. Isto é muito grande em comparação com a micron e / ou mesmo processo utilizado para submicron modernas e os MOSFETsporta isolada transistores bipolares (IGBTs). O projeto de tamanho de célula grande é custo-efetivo e torna possível para fabricar grandes dispositivos single-die para aumentar a sua capacidade atual. A state-of-the-art GTO morrer é tão grandecomo 6-in. de diâmetro, com uma capacidade de corrente de desligar de até 6,0 kA [3]. A Figura 1.75c mostra um grandeGTO fabricados pela ABB. O GTO mostrada é fabricada com um 4-in. bolacha de silício que consiste de milhares de células, como a mostrada na Fig. 1,75 e embalado em um chamado pacote press-pack ou hóquei-puck. A estrutura de grandes células na GTO introduz um problema espalhando corrente durante o turn-on transição de um GTO. Quando uma corrente de porta é injectado, a tesão ocorre primeiro na proximidade do portão contato. A área de condução, em seguida, se espalha por todo o resto da zona do cátodo. Isto pode ser caracterizadopor uma velocidade de propagação da chama da velocidade de escoamento [5]. Medidas experimentais [6] demonstraramuma velocidade de escoamento típico de 5.000 cm / s. Esta velocidade depende também dos parâmetros de concepção GTO, ogate transformar-on corrente de injeção, e sua dI G / dt . Devido a essa velocidade de escoamento, é preciso tempo para toda a célula GTO para ligar. Para evitar a sobrecargaa parte da célula que é ligada em primeiro lugar, a taxa de aumento da corrente do ânodo deve ser limitada. Este define o turn-on máximo dI / dt de prescrição de uma GTO. As principais vantagens do GTO são a sua baixa queda de tensão para a frente e capacidade de bloqueio de alta tensão.Estes podem ser entendidos como os principais benefícios de sua dupla face mecanismo de injeção de portadores minoritários.Para GTO de alta tensão, uma grossa e levemente dopado n é necessário -base (ver Fig. 1.75 ). A tensão para a frentegota, neste caso, é determinado, principalmente, pela queda de tensão resistivo na região de bloqueio de tensão ondeportadores minoritários desempenham um papel importante. Figura 1.78a mostra a distribuição dos portadores minoritários no n - região de um GTO e Fig. 1.78b mostra o caso de um IGBT (ver Seção 1.9). Para o mesmo design tensão de bloqueio, os seus n - regiões devem ter espessura semelhante e dopagem. Uma vez que existe apenas um transistor na estrutura IGBT, portadores minoritáriosapenas pode ser injectado a partir de um dos lados; por conseguinte, a modulação da condutividade na n - região é mais fracodo que a do GTO. No GTO, uma vez que existem dois transistores, portadores minoritários pode ser injectado a partir deambas as extremidades, fazendo uma distribuição de plasma mais uniforme em toda a área. Para um de 4.5 kV state-of-the-artGTO, a sua queda de tensão para a frente a uma densidade de corrente de 50 A / cm 2 pode ser tão baixo como 2,0 V [7] se uma constantegate presentes de injeção de corrente. A Figura 1.79 mostra as características apresentadas no estado de um GTO state-of-the-artfabricado pela ABB [7]. A queda de tensão para a frente em 2000 A é de apenas cerca de 1,5 V para este GTO de 4,5 kV.Este resultado é típico de um GTO baixa perda de condução. © 2002 por CRC Press LLC
- 70. anódio anódio portão portão cátodo cátodo (A) (B) portão n + pNível de Plasma p p n - p + + n + atual atual FIGURA 1.78 Distribuição em estado de portador minoritário na região de bloqueio de tensão para (a) GTO e (b) IGBT. GTO de desligamento e bloqueio em avanço Se o portão GTO está retirando atual do GTO, a injeção de corrente no npn base será reduzida. Uma vez que este é reduzido abaixo de um certo nível, a corrente de colector do npn , e por conseguinte, a base decorrente do pnp , também diminuirá, levando à redução pnp corrente de colector. Isto será ainda mais reduzir a corrente de base do npn , uma vez que é a diferença entre a corrente de colector do pnp e a corrente de porta deslizante. Este processo de feedback positivo acabará por desligar o GTO. Figura 1.80 mostra o fluxo de corrente no interior do GTO quando seu portão está retirando atual para desligar o dispositivo. A atual unidade de base necessária para manter a condução de corrente no npn transistor é (1 - α npn ) I K . A corrente de excitação de base disponível para o npn de transistor neste caso é ( α pnp I A - I L ). Assim, a condição para transformarfora do GTO através do controle do portão é dada por: α pnp I A - I G< (1 - α npn ) I K (1,15) Desde I K = I A - I G (1.16) a condição para desligar o GTO é ( α PNP + α npn - 1) I G > --------------------------------------- I A (1,17) α npn © 2002 por CRC Press LLC
- 71. FIGURA 1.79 Característicasno estado de 5SGT 40L4502, a 4 kA, GTO de 4,5 kV a partir ABB. I G Portão I AI L N P N P I K α NPN I K Anódio α PNP I ACátodo J3 J2 J1 FIGURA 1.80 O fluxo de corrente dentro do GTO quando seu portão está retirando atual. A relação entre a corrente ânodo para a corrente de porta em que o nível de um GTO é desligado é definida como aturn-off ganho. A partir da Eq. (1,17), o ganho máximo de desligar [4] pode ser expressa como: I A α npn βm ≡ ----= ---------------------------------- (1,18) I G α PNP + α npn - 1 Um grande ganho de turn-off é normalmente desejável reduzir as exigências actuais do controlador de portão. A inferior ( α PNP + α npn valor) é necessária para garantir um ganho turn-off razoável. É também importante realçar que α NPN em Eq. 1.18 não é uma constante; normalmente diminui quando actual portão I G aumenta. Quando um GTO é OFF, junção seu J 2 é inverter tendenciosa e pode suportar uma alta tensão aplicada entre seu ânodo e cátodo, tal como mostrado na Fig. 1.81a . Se a junção J 3 é inverter tendenciosa ou em curto pelo portão © 2002 por CRC Press LLC Portão Em E-campo Anódio N P N P Cátodo J3 Δ x J1 J2 V AK - + (A) Portão Em N P N E-campo P Anódio Cátodo J3 J2 Δ x J1
- 72. V AK + - (B) FIGURA1.81 Perfil campo elétrico quando um GTO está bloqueando a frente (a) e tensão reversa (b). condutor, a tensão máxima para a frente bloqueando BV AK do GTO é determinado pela quebra avalanche capacidade do pnp transistor sob a condição-base aberta [8]. Esta tensão pode ser expressa como: BV AK = (1 - α pnp ) 1 / nBV j2 (1,19) onde α PNP é o ganho de corrente de base comum do PNP estrutura em níveis baixos atuais; n é um empírico constante, e BV J2 é a tensão de ruptura avalanche do pn -junction J 2 . Uma vez que este pnp tem uma ampla estrutura de base, o seu ganho atual base comum α PNP é baixo quando comparado com um transistor bipolar normal. Assim, a capacidade de bloqueio de tensão directa BV AK de um GTO é muito estreita para a tensão de ruptura da junção J 2 . Um GTO também pode bloquear uma tensão inversa por sua junção J 1 , como mostrado na Fig. 1.81b . Quando a junçãoJ 3 é fechado, a capacidade de bloqueio de tensão inversa é igualmente determinada pela quebra avalanche do PNP estrutura sob a condição-base aberta. A GTO com a frente e para reverter o bloqueio ferramenta é chamada de simétrica bloqueando GTO. A maioria dos GTOs fabricados hoje, no entanto, são assimétricasGTOs porque a capacidade de bloqueio reverso não é utilizado ( J 1 junção não foi concebido para suportar alta tensão reversa) ou não pode ser utilizado por causa de outros requisitos de projeto, tais como a necessidade de introduzirânodo de curto na junção J 1 para acelerar o turn-off. © 2002 por CRC Press LLC GTO Prático Turn-Off Operação A capacidade de turn-off de um GTO está limitada dominantemente por uma distribuição de corrente não uniforme (também chamadoproblema atual filamentação) durante transitória turn-off. Isto faz com que a corrente de concentrado para poucos GTOcélulas e destruir o dispositivo com a tensão de alimentação elevada. Além disso, a corrente é acreditado filamentaçãoa ser iniciada pela avalanche dinâmica (ver próxima seção), em, uma área de grande GTO não homogêneo. A GTO normalmente requer um dV / dt circuito de amortecimento para realizar operação real turn-off sob alta tensão e alta condição atual. Isso ocorre porque uma grande GTO atual turn-off falhará sem tais um dV / dt amortecedor como um resultado da sua pequena RBSOA. Este pequeno RBSOA é causada por uma corrente não uniformedistribuição ou problema filamentação atual no GTO. A Figura 1.82 apresenta uma configuração prática na qual um típico dV / dt de amortecimento formado por D S , R S , e C S é usado,e Fig. 1.83 mostra um GTO típico turn-off característica sob condição snubbered. Antes de t 0 , o GTO é EM, então uma corrente é construída na carga indutor L L e o dispositivo sob teste (DUT). A corrente de ânodo I Um R I D I di / amortecedor dt D F V AKL I dv / dt snubber L L I A D s R s DUT L strayEUG V DC Cs-V OFF + (A) I A P GTO N L G P N > 300nHSW EUG I K
- 73. 18VV OFF (B) FIGURA 1.82(A) O circuito de turn-off de um GTO com um típico RCD dV / dt amortecedor. (B) unidade portão GTO típica circuito com um grande portão de indutância L G . © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.83 GTO típica características de desligamento sob dV / dt condição amortecedor. é aproximadamente igual à corrente de cátodo I K , porque a corrente de porta I G é negligenciável. Partindo tempo t 0 , uma tensão negativa V OFF é aplicado à porta do GTO. A corrente de porta I G , em seguida, diminui linearmente a uma taxa determinada pelo turn-off tensão da porta negativa aplicada V OFF eo vadio levar portão indutância L G . Em t 1 , o dispositivo não poderia manter por mais tempo o trinco de modo que a corrente anódica começa adecadência. A corrente de carga do indutor é desviada para o dV / dt caminho amortecedor. Em t 2 , quando o ânodo atual observa seu máximo dI / dt , a tensão ânodo mostra um pico devido ao stray indutância L S em o dV / dt caminho amortecedor. No t 3 , a corrente de ânodo entra na sua fase cauda. Em t 4 , a tensão de ânodo alcança o DCtensão link para que o diodo de roda livre D F será a realização. A energia na indutância parasita no circuito de fornecimento de energia, diodo de roda livre, e o dV / dt amortecedor é liberado para o capacitor de amortecimento,causando um outro pico de tensão. A queda de tensão entre o ânodo t 4 e t 5 é devido à recuperação do reverso o dV / dt diodo amortecedor D S . A trajetória turn-off de um GTO com um dV / dt amortecedor é significativamente reduzida, como mostrado na Fig. 1,72 (ver Seção 1.7 em geral de semicondutores de potência Chave Requisitos). Avalanche Dinâmico Sob um campo eléctrico elevada, um processo de avalanche ocorre dentro do silício. O campo eléctrico estático críticaé uma função do perfil de dopagem. Quanto mais baixa for a dopagem, o inferior o campo eléctrico avalanche crítico. A tensão estática avalanche de um único lado abrupto pn -junction é determinada tanto pelo eléctrico crítica campo e a largura da região de depleção. Enquanto a junção reversamente polarizada conduz corrente elevada, como é o caso de um GTO turn-off com ou sem um dV / dt amortecedor, a tensão de avalanche diminui significativamente por causa da existência de transportadoresna região de depleção. Este processo é chamado de avalanche dinâmico [9]. A Figura 1.84 apresenta a secção transversalde um pnp transistor sob tanto estresse de tensão e corrente. A turn-off GTO com um dV / dt amortecedor entra o pnp modo de condução entre t 2 e t 3 , como mostrado na Fig. 1.82 . Assumindo transportadoras na depleção região estão se movendo em sua velocidade de saturação, em seguida, tanto a densidade de corrente de ânodo eo ânodo-cátodotensão pode ser expressa como: J Um= VPQ s (1.20) V AK = E m W E/ 2 (1,21) ≈ ( ε s E 2) / 2 qp= ( ε s EC 2 ) / ( J A / v s ) (1,22) onde p é a densidade de furo na região de esgotamento, E C é o campo eléctrico crítico causando avaria avalanche, e v S é a velocidade de saturação de furos. Na região de depleção, os buracos são as únicas transportadoras. Na presençade furos na região de esgotamento, a densidade de carga na região de depleção é superior em comparação com o caso sem que a corrente, de modo que o pico do campo eléctrico é também maior no mesmo largura da região de depleção. © 2002 por CRC Press LLC
- 74. FIGURA 1.84 Avalanchena junção dinâmica bloqueio de um pnp estrutura. No momento em avalanche dinâmica acontece, a densidade de potência do dispositivo, que é o produto de tanto a corrente como a tensão aplicada no dispositivo, pode assim ser expresso como: 2 J A V AK= ε s v s E/ 2 (1,23) que é cerca de 200 a 300 kW / cm 2 para o silício. O início da própria avalanche dinâmica não é uma condição estável, porque o veículo não é gerado suficiente para manter a corrente. Por isso, não é uma condição de falha do ponto de vista da física do dispositivo. A avalanche dinâmica é, no entanto, considerada como o mecanismo de falha do GTO porque ele vai iniciar uma distribuição de corrente não uniforme entre os GTOs-wafer de grande porte. O actual aglomeração ou filamento corrente formada após o início da avalanche dinâmica é suficiente para destruir o dispositivoem um local sob a forma de uma mancha derretida [10]. Non-Uniform de desligamento de processo entre as células GTO Para um GTO de alta potência, o poder turn-off instante obtidos experimentalmente ele pode suportar, é muito inferioro valor definido pela quebra avalanche dinâmica mostrada na Eq. (1,21). Assim, um GTO precisa da ajuda de um dV / dt amortecedor para moldar sua turn-off I - V trajetória, como é mostrado na Fig. 1,72 , e para reduzir o máximo imediata de potência média do circuito externo pode aplicar. Atual distribuição não uniforme ou filamento atual [10] entre células GTO durante a operação de turn-off é responsável por esta limitação. O filamento de corrente pode ser formado no início de o desvio devido a diferenças nos tempos de armazenamento ou causada pelo aparecimento dea avalanche dinâmica durante o turn-off quando a tensão e corrente são ambos de alta [11]. Filamentação atual Causada pelo tempo de armazenamento Diferença O processo de ligar-desligar não uniforme pode ser compreendido considerando dois células GTO em paralelo, como émostrado na fig. 1,85 e 1,87 . As duas células são idênticas exceto quanto ao tempo de armazenamento. Este tempo de armazenagemdiferença é considerada inevitável em alta corrente GTOs por causa de diferenças na vida transportadora, espessura wafer, e doping. Embora apenas dois são mostrados células, GTO1 pode representar um grupo de mais lentoao passo que as células GTO2 representa um grupo de células mais rápidas. O processo de turn-off começa a partir de t 0 . Uma vez que tem ummenor tempo de armazenamento, GTO2 desliga antes em t 1 . A corrente originalmente partilhada por GTO2 é agora transferido para GTO1. No t 2 , GTO1 é desligado com o dobro da atual anterior. Vire-off falha pode acontecer se a sua corrente em t 2 exceder a capacidade máxima de turn-off de GTO1. Isto pode facilmente ser o caso quando o número de células mais rápida é muito maior do que o número de células mais lentas. Este tipo de falha tipicamenteocorre no início do GTO ligar-desligar antes de aumentos de tensão e é causada por uma formação rápida filamento de corrente devido à diferença de tempo de armazenamento. O que faz com que este tipo de falha provável é que há também um mecanismo de feedback positivo que vai promoveraumentar a diferença de tempo de armazenagem, como mostrado na Fig. 1.86 . Na maior densidade de corrente, o base-comum © 2002 por CRC Press LLC
- 75. FIGURA 1.85 Crowdingcorrente entre duas células GTO, como resultado de sua diferença de tempo de armazenamento. injeção emissor ts1> TS2 Ia2 Ia1 Ic1 para GTO1 O feedback positivo Guarde mais ts1 encargos em GTO1 FIGURA 1.86 Mecanismo de feedback positivo aumenta a diferença de tempo de armazenamento e empurra o filamento atual na célula mais lento. ganhos atuais de ambos os transistores em aumento GTO1. Assim, seu ganho turn-off torna-se ainda mais baixo de acordoa Eq. (1,16), exigindo mais atual portão para turn-off, portanto, aumentando o seu tempo de armazenamento. Considerando-seque o tempo de armazenamento típico de um GTO alta corrente está na gama de 20 μ s, não há tempo suficiente para operigoso filamento atual a se formar. Filamentação atual Causada pelo início da Avalanche Dinâmico Mesmo se a falha acima discutido não ocorreu porque GTO1 está começando a se desligar antes do atual densidade do filamento é demasiado alta, outro mecanismo de falha pode existir. No t 2 , onde ambos corrente e tensãosão elevadas, GTO1 é sujeito a um esforço de energia muito maior do que o instante de GTO2. A avalanche dinâmicoPoderão verificar-se pela primeira vez no GTO1 e iniciar outro feedback positivo que irá aumentar ainda mais a localizadadensidade de corrente (daí o nome atual de filamentos) e ativar o relatch de GTO1. Avalanche Dinâmico em algumas células podem ser vistos como um aumento efectivo na condutividade das células. Se o número de mais lentocélulas é muito menor do que a de células mais rápidos, a densidade de corrente em GTO1 pode então tornar-se extremamenteelevado. Este processo pode ocorrer muito rapidamente em torno t 2 com a área do filamento de corrente e menor menor e a densidade de corrente mais elevada e mais elevada (devido à realimentação positiva). A energia excessiva © 2002 por CRC Press LLC t 0 t 1 t 2 Ia Ia IaIa1 Ia2 P P P P P P N N N N N N P P P P P P N N N N N N Ig Ig Ig Ia1 = Ia2 Ic Ia1≈ Ia2 Ic Ia1 <Ia2 Ic t 5 t 4 t 3 Ia Ia Ia P P P P P P N N N N N N P P P P P P N N N N N N Ig Ig Ig Ia1≈ Ia2 Ic Ia1≈ Ia2 Ic Ia1 << Ia2 Ic FIGURA 1.87 Análise de nível Semiconductor do processo de desligamento não uniforme. A região sombreada representa
- 76. carga armazenada (plasma)na GTO. dissipada nas células estressadas pode causar falha permanente, porque a temperatura pode ser muito alta. Após o fracasso do dispositivo, um dispositivo GTO perde a sua capacidade de bloqueio e se comporta resistivamente.Por conseguinte, pode concluir-se que a combinação de diferenças de tempo de armazenamento e o aparecimento depossível avalanche dinâmica localizada torna a capacidade de turn-off de um GTO pequena. RBSOAs práticas de GTOs de alta potência estão abaixo dos 50 kW / cm 2 a alimentação da linha constante. Esta baixa limitação obriga ouso de um dV / dt amortecedor. Mesmo com um dV / dt amortecedor, insuficiência GTO ainda pode ocorrer se a potência instantânea émuito alta em t 2 e exceder o limite RBSOA do GTO nessa instância tempo. O pico de tensão em t 2 pode ser reduzido, minimizando a indutância de dispersão da dV / dt amortecedor. O tamanho do amortecedor ( C s value) é normalmente entre 3 a 6 μ F. As desvantagens da utilização de um dV / dt amortecedora são o aumento da contageme tamanho dos componentes, a sua perda de alta energia, e o aumento da sua exigência de gestão térmica arrefecer resistor R s . As preocupações da atual distribuição não uniforme também mandatar uma classificação mínima no tempo para GTOspara garantir que a corrente de condução é uniformemente distribuída no estado ON antes de um turn-off pode ser realizada. Off-tempo mínimo também é uma classificação comumente utilizada para o GTO para garantir a corrente de caudado GTO é completamente desaparecido e as células GTO estão todos no estado OFF. Resumo Vantagens da GTO incluem: 1. alta capacidade de corrente e tensão 2. Baixa perda de condução 3. Baixo custo Desvantagens 1. Não uniforme turn-off pobres RBSOA e dV / dt amortecedor necessário 2. Não uniforme turn-on- dI / dt amortecedor necessário 3. poder atual controle de alto gating Tempo de armazenamento 4. switching longo tempo de duração, requisitos mínimos em tempo e fora de tempo 5. Nenhuma capacidade de limitação de corrente (FBSOA) © 2002 por CRC Press LLC Referências 1. SK Gandhi, semicondutores dispositivos de potência, Wiley, New York, 1977. 2. ED Wolley, Gate Turn-Off em dispositivos PNPN, IEEE Trans. Electron Devices, ED-13, 590-597, 1966. 3. folha de dados Mitsubishi GTO FG6000AU-120D. 4. BJ Baliga, Poder Semiconductor Devices, PWS Publishing Company, Boston, 1996. 5. WH Dodson e RL Longini, determinação sondada de turn-on propagação de grandes tiristores da área, IEEE Trans. Electron Devices, ED-13, 478-484, 1966. 6. HJ Ruhl, espalhando velocidade do limite de área ativa em um tiristor, IEEE Trans. Electron Devices, ED-17, 672-680, 1970. 7. folha de dados ABB GTO 5SGT 40L4502. 8. PL Hower e VGK Reddi, Avalanche avaria em transistores, IEEE Trans. Electron Devices, ED 17, 320-335, 1970. 9. I. Takata, T. Hikichi, e M. Inoue, de alta tensão transistor bipolar com novos conceitos, apresentados no IEEE IAS 92, 1992, 1126-1134. 10. Y. Shimizu, S. Kimura, H. Kozaka, N. Matsuura, T. Tanaka, e N. Monma, um estudo sobre a máxima turn-off atual de um GTO de alta potência, Electron Devices, IEEE Trans., 462, 413-419, 1999. 11. K. Lilja e H. Gruning, o início da filamentação atual em dispositivos GTO, em PESC '90 Record, 21 IEEE Anual, 398-406, 1990. 1,9 Bipolar de porta isolada Transistores Alex Huang Q. Quando o desenvolvimento de MOSFETs de potência encontrado dificuldade em aumentar sua movimentação atual capacidade, a idéia de um dispositivo bipolar controlado-MOS foi desenvolvido para superar o problema. Este esforço levado a porta isolada bipolar transistor de hoje (IGBT) [1]. O IGBT muda fundamentalmente o Controle atual BJT em controle de tensão, mantendo as vantagens do BJT. Além disso, o uso de uma ampla base de pnp transistor nos resultados da estrutura IGBT de forma muito modulação condutividade inprovedmento efeito do que um BJT convencional, empurrando a voltagem do IGBT em direção ao nível de GTOs. O interno pnp estrutura também não tem o segundo problema colapso como um convencional npn estrutura porque a alta tensão é suportada pela região de base do pnp transistor em vez de pela região colector como é o caso para um convencional npn de transistor. IGBTs também têm excelente RBSOA e FRSOA. Tendo em desenvolvimento submetidos a vários anos, IGBTs tornaram-se o melhor dispositivo para aplicaçãoções na gama de 600 a de 3000 V. Embora haja um certo número de outros dispositivos que foram desenvolvidos ou estão a ser desenvolvidas, o
- 77. dispositivos semicondutores depotência laborioso hoje são SCRs, GTOs, MOSFETs e IGBTs. Cada um destes dispositivosdomina uma arena de poder especializado. O MOSFET tem excelente desempenho dinâmico e estático. Ele domina as aplicações de baixa tensão abaixo de 600 V. O IGBT é mais lento do que o MOSFET, mas tem melhor queda de tensão direta acima de 600 V. Ele domina aplicações 600-3000 V. Em uma tensão ainda maior nível, o GTO torna-se o dispositivo dominante, com melhor capacidade de transporte de corrente, mas muito mais lentoresposta dinâmica. Sem capacidade de turn-off, o SCR tem um ainda melhor capacidade de condução de corrente, por isso, é adequado para aplicações de energia AC ainda mais elevados, onde a capacidade de desligamento controlado-gate não énecessário. Para uma aplicação típica, a freqüência de comutação é um índice importante no sistema de determinação per- desempenho. Geralmente, quanto maior a frequência de comutação, melhor o desempenho dinâmico da sistema, quanto menor o tamanho do sistema, devido à redução de componentes passivos, e menor será o custo de o sistema devido à poupança dos componentes passivos. A freqüência de comutação prática de um aplicativo sistema é um trade-off de muitas questões, incluindo a frequência de comutação dispositivo máximo, magnético máximocomutação de frequência, as perdas de comutação dos interruptores, eficiência global do sistema, etc. Na baixa campo de energia onde o MOSFET desempenha o papel principal, a frequência de comutação está normalmente sujeita a © 2002 por CRC Press LLC a eficiência do sistema e / ou magnéticos em vez de considerações limitações dos dispositivos. Na média potência campo, onde o IGBT desempenha o papel principal, a situação muda. Na extremidade inferior, a limitação do dispositivo não domina desde o rating mais baixo IGBT normalmente é rápido o suficiente. No entanto, quando a energiaavaliação é mais elevada, a velocidade de comutação IGBT diminui as perdas de comutação e aumentar significativamente. Ofreqüência de comutação prática é, portanto, sujeita à limitação do dispositivo. Quando o nível de energia se move ainda mais elevada, o GTO é o único dispositivo disponível. Uma vez que tem várias dezenas de microssegundos de comutaçãotempo, significativa turn-off, e dV / dt perda de amortecimento, o GTO é tradicionalmente a limitação da comutação frequência do sistema. A tendência acima mostra que, quando o nível de energia se move mais, dispositivos semicondutores de potência limitara frequência de comutação máxima do sistema, assim, o desempenho do sistema, especialmente na GTO nível. Para atender à crescente demanda por melhor desempenho em sistemas de alta potência, muitos esforços têmsido feitas para melhorar o desempenho dos dispositivos semicondutores de alta potência. Entre eles, um esforço é empurrar o IGBT para potências mais elevadas com base no conceito de módulo. Com a sua boa dinâmica desempenho, sistemas de alta potência equipados com IGBTs pode operar a uma frequência de comutação muito maiore tem muitas vantagens em comparação com um sistema convencional GTO. A avaliação IGBT state-of-the-art é Atualmente 3,3 kV / 1,2 kA [2], que está na extremidade baixa do que a do GTO. IGBT Estrutura e Funcionamento O nome de porta isolada sterns transistor bipolar de sua operação com base em uma interação interna entre um FET isolados-gate (IGFET) e um transistor bipolar. Foi previamente chamado de IGT (Transistor isolados-gate), um IGR (retificador isolados-gate), um COMFET (de campo modulada de condutividade transistor de efeito), um GEMFET (MOSFET reforçada de ganho), um BiFET (FET bipolar), e um FET injector. IGBTs têm sido utilizados com sucesso, uma vez que foi demonstrado pela primeira vez em 1982 e é actualmente o maisamplamente semicondutores força usados muda com aplicações de vários kilowatts para alguns megawatts. Uma secção transversal da estrutura de IGBT junção base-planar introduzida em 1980 é mostrado em Figo. 1.88a . A estrutura IGBT é semelhante ao de um MOSFET planar excepto a diferença na substrato tipo doping. A fabricação do IGBT, por conseguinte, é quase o mesmo que um MOSFET. Isso fez com que sua fabricação relativamente fácil imediatamente após a concepção, e seus ratings têm crescido em um ritmo rápido, como resultado da capacidade de escala, tanto das avaliações atuais eo bloqueio de tensão. Hoje, a maior IGBT single-chip pode transportar cerca de 100 A e bloquear atual superior a 3000 V. Larger IGBTs são também introduzidos por mais fichas IGBT em paralelo num único pacote. Estes são também IGBTs chamados módulos IGBT. A Figura 1.89 apresenta uma fotografia de um módulo IGBT 1200-A, 3300-V fabricada pelaMitsubishi. portãoemissor emissor n + P P + RJ 2 NPN portão N deriva PNP J1 P + substrato thyristor parasitária coletor coletor um b FIGURA 1.88 (A) de seção transversal da estrutura IGBT e (b) circuito equivalente para o IGBT.
- 78. © 2002 porCRC Press LLC FIGURA 1.89 A fotografia de um 1200-A, módulo IGBT 3300-V em que 24 1 cm 2 dies IGBT encontram paralelo em conjunto por laços de arame. O circuito equivalente para o IGBT, mostrado na Fig. 1.88b , consiste em uma grande base de pnp transistor bipolarimpulsionado por um MOSFET de curto canal. Observe o principal caminho atual para o IGBT não é através do PNP transistor mas através do caminho indicado. Na estrutura de IGBT, quando uma tensão de polarização positiva maior do quea tensão de limiar do canal DMOS é aplicado ao eléctrodo de porta, uma camada de inversão é formado ao longo da p superfície -base da DMOS, eo canal DMOS estiver ligado. Também uma acumulação camada de electrões é formado na superfície do n região inferior do portão. Quando uma polarização positiva é aplicadapara o coletor, os elétrons fluem do n + emissor contato através do canal de DMOS ea acumulação camada para o n - deriva região. Isto proporciona a corrente de accionamento de base para a vertical pnp no transistorEstrutura IGBT. Desde a junção emissor ( J 1 ) para este transistor bipolar é polarizado diretamente, a p + região injeta buracos na n - região base. Quando o viés positivo no terminal coletor do IGBT é aumentado, o aumento da concentração do furo injectados e reduz a resistência do n - região de flutuação. Por conseguinte, o IGBT pode operar a densidades de corrente muito mais elevadas do que o VDMOS mesmo quando éconcebido para suportar tensões elevadas de bloqueio. Contanto que a polarização da porta é suficientemente grande para produzir uma camada de inversão forte e uma acumulaçãocamada de elétrons no n - superfície região base, os IGBT de condução para a frente se assemelha característicos que de um pino de diodo. Portanto, o IGBT também pode ser considerado um pino díodo em série com um MOSFET. Injecções de electrões são fornecidos pelos electrões a acumulação da camada de baixo da porta e entre a adjacente p regiões -Body. No entanto, nem todos injetado buracos recombinam com esses elétrons; em vez disso, algunsdos furos são recolhidos pelo p região -Body, que actua como o colector região do parasita pnp transistor. Projeto IGBT para baixo queda condução requer minimizando o parasita pnp atual transistor e maximizando o pino de corrente que maximiza a modulação condutividade. No entanto, se o canal DMOS fica comprimido fora eo elétron satura atuais, a corrente de buraco também porque satura da saturação da corrente de excitação de base para o pnp transistor. Por conseguinte, o dispositivo opera com saturação atual em sua região ativa com uma corrente de saída controlada pelo portão. Este atual característica de saturação é útil para aplicações em que é exigido o dispositivo para sustentar uma condição de curto-circuito. Quando a tensão da porta seja menor do que a tensão de limiar do DMOS, a camada de inversão não pode e sustentar a corrente de electrões através do canal de DMOS é terminada. O IGBT opera então na © 2002 por CRC Press LLC
- 79. I CE V L reverterpara a frente V CE características características FIGURA 1.90 Características de saída do IGBT. Modo para a frente de bloqueio. Um grande tensão podem em seguida ser apoiado pela reversamente polarizada p - base / n -driftjunção ( J 2 ). A Figura 1.90 apresenta uma característica de saída típica do IGBT. O IGBT foi o primeiro dispositivo bem sucedido comercialmente baseada em combinar a física do MOS-gate controlo com a condução de corrente bipolar. Devido à injecção de uma concentração elevada de furos na p + substrato para o n - deriva, a condutividade da longa n - região é modulada e as exposições IGBT pin diodelike on-estado características com uma baixa queda de tensão. Assim, o IGBT exibe excelente características de transporte de corrente com densidades de corrente de condução para a frente 20 vezes maior do que a deum MOSFET e cinco vezes maior do que a de um transistor bipolar operando a um ganho de corrente de 10. Uma vez que o sinal de entrada para o IGBT é uma tensão aplicada ao porta-MOS, o IGBT tem a entrada de alta impedância do MOSFET de potência e pode ser classificado como um dispositivo controlado por tensão. No entanto, ao contrárioo MOSFET, a velocidade de comutação do IGBT é limitada pelo tempo necessário para remover o armazenado cargas na região de deriva devido à injeção de buracos durante a condução de corrente no estado. O volume de negóciosfora de tempo para o IGBT é ditada pela modulação de condução região de flutuação e a minoria Tempo de transportador. A fronteira é especificado dominantemente pelo ganho atual da ampla base de pnp transistor,e este último pode ser controlada por um processo de controle de tempo de vida, tais como irradiação de electrões. Embora oprocesso de controle de tempo de vida pode ser bem sucedido na redução do tempo de desligar, descobriu-se que havia umatrade-off entre a queda no estado de tensão (perda de condução) eo tempo de turn-off (comutação perda). A menor tempo de vida dos portadores minoritários torna a perda de comutação do IGBT mais baixo, mas a minoria mais curtovida transportador também resulta em uma perda de condução superior. Um dos problemas encontrados durante a operação do IGBT em níveis elevados atuais tem sido a trava-up do parasita pnpn estrutura tiristor inerente na estrutura do dispositivo. Trava-up deste thyristor pode ocorrer, causando perdas de condução de corrente controlada por portão. Uma vez que os ganhos atuais do npn e pnptransistores aumentar com o aumento da temperatura, a travamento corrente diminui com o aumento da temperança ature. Este efeito é ainda agravada por um aumento na resistência da p -base com a temperatura devido a uma diminuição na mobilidade dos furos. Muitos métodos têm sido exploradas para suprimir a trava-up do tiristor parasita, tal como a utilização de uma profundidade p + difusão, um raso p + difusão, ou uma parede lateral de auto-alinhadodifusão de n + emissor. IGBTs state-of-the-art tem basicamente resolvido este problema, e trava-up não faz ocorrer para todas as tensões de porta aplicados. Esses IGBTs, portanto, exibir perto da Praça FBSOA. Tradicionalmente, IGBTs são fabricados sobre um substrato epitaxial levemente dopado, como o mostrado na Figo. 1.88a . Devido à dificuldade de crescimento da camada epitaxial levemente dopado, a tensão de ruptura deste tipo de IGBT é limitado a menos de 1000 V. Para beneficiar deste projeto, uma n camada tampão é normalmenteintroduzida entre a p + substrato e o n - camada epitaxial, de modo que todo o n - deriva região está esgotada quando o dispositivo está a bloquear a tensão de estado de bloqueio, e a forma do campo eléctrico entre a n - deriva regiãoestá perto de retangular. Este tipo de concepção é chamado de P unch- T hrough IGBT (PT IGBT), como mostrado na Fig. 1.91a . A estrutura PT permite suportar a mesma tensão de bloqueio para a frente com cerca de metade a espessura do n - a região da base da pnp transistor, resultando numa muito melhorada rela- trade-off lação entre a queda de tensão para a frente e o tempo de turn-off. Assim, a estrutura juntamente com a PT controle de tempo de vida é o preferido para IGBTs com a frente bloqueando recursos de até 1200 V. © 2002 por CRC Press LLC emissor portão emissor portão n + P emissor P + n + P + n + P P + portãoBase de P N deriva N deriva (Substrato) N deriva N camada tampão N camada tampão p + substrato p + substrato coletor p + camada coletor coletor
- 80. um b c FIGURA1.91 (A) estrutura PT IGBT, (b) estrutura NPT IGBT, e (c) Umos portão PT estrutura IGBT. Para tensões de bloqueio mais elevadas, a espessura da região de flutuação torna-se muito grande para o custo- eficazcrescimento epitaxial. Outro tipo de design, o N on- P unch- T hrough IGBT (NPT IGBT, como mostrado na Figo. 1.91b ), está ganhando popularidade. Nos IGBTs do TNP, os dispositivos são construídos sobre um n - substrato wafer queserve como n - região deriva base. O colector está implantada a partir da parte traseira da bolacha após adequada adelgaçamento da bolacha, e nenhum campo de paragem n camada tampão é aplicado ao TNP IGBT. Neste conceito, oforma do campo eléctrico é triangular no estado de bloqueio para a frente, o que torna mais um n - região de base necessário para atingir a mesma tensão de ruptura, em comparação com o PT IGBT. No entanto, o TNP IGBT oferece algumas vantagens sobre o PT IGBT. Por exemplo, a eficiência de injecção do colector lado pode ser controlada (devido à utilização de implantado p + região) e dispositivos com tensões nominais como alta4 kV como pode ser realizado. Além disso, por meio da otimização da eficiência emissor de portadores da p + coletor camada e o fator transporte de portadores na n - base, o trade-off entre a queda de tensão e o tempo de desligar para o TNP IGBT pode ser melhorado para se tornar semelhante à do tipo IGBT PT sem controle de tempo de vida. De um modo geral, a corrente de cauda na NPT IGBT é mais longo do que o PT IGBT, mas o IGBT TNP é mais robusto do que o PT IGBT, particularmente sob a condição de curto-circuito. O IGBT portão trincheira (Umos porta-IGBT) estrutura é mostrada na Fig 1.91c . Com a estrutura Umos em lugar do DMOS estrutura do portão no IGBT, a densidade de canais é muito maior e na região do JFET é eliminado. Em Adicionalmente, a concentração de electrões furo é reforçada no fundo da vala, porque um mulo formas camada mento. Isto cria um perfil de distribuição de transportador do tipo de catenária (ver Fig 1.91. ) no IGBT,que se assemelha ao obtido em um tiristor ou pino diodo. Estas melhorias levar a uma grande redução na queda de tensão no estado ligado até que ela se aproxima de um pino de diodo, portanto, aproximar-se do teórico limite de um dispositivo de silício. A densidade da corrente de engate da estrutura Umos IGBT é superior à de a estrutura DMOS. Isto é atribuído à melhoria do furo do percurso de escoamento de corrente na estrutura Umos. Como mostrado na Fig. 1.90c , o fluxo de corrente buraco pode ter lugar ao longo de uma trajetória vertical, nas Umosestrutura, enquanto que na estrutura furo DMOS fluxo de corrente ocorre abaixo do n + emissor lateral direção. A resistência para a corrente de lacunas que faz com que o trinco se é determinado apenas pela profundidadedo n + emissor região. Um raso p + camada pode ser usado, como mostrado na figura, para reduzir essa resistência. Como consequência, o RBSOA da estrutura Umos IGBT é superior à do IGBT DMOS estrutura. Além disso, por causa de uma forte percentagem de fluxo de corrente de electrões no IGBT portão trincheira,a velocidade de desligamento do IGBT à base de trincheira é geralmente mais rápido do que o IGBT baseado em DMOS. Pode serantecipado que IGBTs porta vala vai substituir as estruturas DMOS IGBT no futuro. © 2002 por CRC Press LLC Referências 1. Baliga, BJ, Adler, MS, Love, RP, Gray, PV, e Zommer, N., O transistor porta isolada: uma nova terminal de três dispositivo de poder bipolar MOS controlada, IEEE Trans. Electron Devices, ED-31, 821-828, 1984. 2. Brunner, H., Hier, T., Porst, A., e Spanke, R., 3300V IGBT módulo para aplicação de tracção, em EPE Conf. Rec., 1056-1059, 1995. 1.10 Porta-Comutado Tiristores e GTOs outros Hard-Driven Alex Huang Q. Unity Gain Turn-Off Operação Circuito Unidade Portão Tradicional GTO GTOs tradicionais geralmente são projetados com um ganho de turn-off de 3 a 5. Este é o resultado de trade-offs entre as performances do GTO e da corrente (daí poder) exigência de seu circuito de movimentação portão. Figura 1.92b mostra o circuito típico unidade portão turn-off para um GTO tradicional. A negativa turn-off fonte de tensão V OFF está ligado à junção GTO porta-cátodo J 3 através do interruptor de controle de turn-off SW. Uma vez que ambos os lados da junção J 3 são altamente dopados, a sua tensão de ruptura BV GC é praticamente sobre20 V e dificilmente pode ser aumentado. O turn-off tensão V OFF está selecionado abaixo da junção J 3 colapso tensão para evitar a desagregação constante dessa junção quando o GTO é no estado desligado. Para desligar o GTO,alternar SW está ligado para o negativo turn-off tensão V OFF é aplicado na junção GTO porta-cátodo. A corrente que flui através originalmente o cátodo é então desviado para o portão, causando corrente de cátodo I K para diminuir eo atual portão para aumentar. Devido à existência do GTO levar portão disperso indutância L L , que é praticamente da ordem de várias centenas de nanohenry determinados pela estrutura de chumbo e comprimento, a corrente de cátodo irá diminuir linearmente e a corrente de porta irá aumentar linearmente. Esta taxa de comutação atual é dada por: dI L / dt= V OFF / L G (1,24)
- 81. t0 t1 t2t3 t4 t5 t6 Ia Va Ic Ig FIGURA 1.92 Características de desligamento típico de um GTO. © 2002 por CRC Press LLC t2 t0 t1 ' t1 t3 t4 t5 t6 Ia Va Ig Ic FIGURA 1.93 GTO turn-off forma de onda sob ganho unitário. Quanto mais elevada for a taxa de variação corrente de porta de desligar, quanto mais curto o tempo de armazenamento. Para se obter a menortempo de armazenamento, a tensão de turn-off normalmente é selecionado muito perto BV GC para realizar mais alto turn-off portãodI L / dt . A típica de uma porta de desligar dI L / dt é da ordem de várias dezenas de amperes por microssegundo, e o tempo de armazenamento típico de um elevado GTO corrente é de cerca de 20 μ s. A Figura 1.93 apresenta o actual e típicoformas de onda de tensão de um GTO desligar com um ganho de turn-off superior a 1. Após o GTO é desligado, sua atual portão vai cair para trás a 0 lentamente por quebrar a junção GTO porta-cátodo devido ao energia armazenada em L G . A energia necessária a partir do driver portão durante esta transição turn-off é a integraçãodos tempos atuais porta a tensão de turn-off V OFF . Esta energia é significativa porque a corrente de porta dura por um longo período. Por causa do processo transitório longo, a diferença de tempo de armazenamento entre as células GTO se tornar maior e oredistribuição atual não uniforme após t 1 é significativa. O RBSOA prático de um GTO é normalmente muito mais menor do que o de 200 kW / cm 2 limite estabelecido pela avalanche dinâmica por causa do volume de negócios atual não uniformefora (diferenças de tempo de armazenamento e avalanche dinâmica localizada). Unidade de desligamento Gain do GTO Se o controlador da porta de um GTO é muito rápida de modo a corrente de porta pode aumentar rapidamente para o nível de corrente de ânodoe a corrente de cátodo, diminui para zero antes de a corrente anódica começa a decair, então a corrente e formas de onda de tensão do dispositivo foram tal como mostrado na Fig. 1.93 . De acordo com a definição acima, o volume de negóciosganho de fora, neste caso, é a unidade. O processo de turn-off interna do GTO altera significativamente sob a condição de ganho de turn-off unidade. O mais importante é que o GTO turn-off é agora realizado no PNP modo transistor após a unidade ganho é estabelecida. A Figura 1.94 mostra a distribuição dos portadores minoritários durante a transição turn-off. Dentroo p -base, há duas partes de funcionamento da portadores minoritários (elétrons). A primeira parte é que os elétrons relacionado com o viés do portão catódicos pn -junction; a segunda parte é os electrões relacionados com a frente viés de junção J 2 . Antes do processo de turn-off no ponto t 0 , portadores minoritários foram acumuladas em o p -base e n - região. Partindo de t 0 , a corrente de cátodo, diminui rapidamente e a corrente de porta aumenta rapidamente no sentido inverso. Pora corrente de cátodo, vem a zero transportadoras assim minoritáriost '1 , associado com a junção porta-cátodo são removidos. Zero de corrente de cátodo corta portadores minoritários injeção do n + lateral na p -base. A partir deste momento, o GTO é como uma base aberta pnp -transistor em vez de um pnpn estrutura trava-up. Essa diferença faz com que o GTO mais robusto durante turn-off
- 82. transição. Corrente deporta negativa continua a extração de portadores minoritários para fora da p -base até t 1 , quando são totalmente removidos. © 2002 por CRC Press LLC t0 t1Ia Ia P P J1 N- N- J2 P P J3 Ig N + Ig N + Ic Ic Ic = 0Ia ≈ Ic t4 t3Ia Ia P P N- N- P P Ig N + Ig N + Ic Ic = 0 Ic Ic = 0 FIGURA 1.94 Processo interno de um GTO sob ganho unitário turn-off. t0 t1 t2 t3 t4 t5 ANODE GTO1 GTO2 Ia1 Va P P N N Ia2 P P N N PORTÃO CATHODE t S1 > t S2 (A) (B) FIGURA 1.95 Vire-off formas de onda de células GTO sob ganho unitário condição turn-off. Vantagens de Unity Gain Turn-Off Com a unidade de ganho de desligar, o tempo de armazenamento de um GTO é significativamente reduzida. O tempo de armazenagem, neste casoé o tempo necessário para remover portadores minoritários no p -base. No caso normal, GTO, a corrente de porta é muito menos do que a corrente de ânodo de modo a velocidade de remoção é lento. Além disso, a corrente de cátodo énão reduzidas a zero para injecção de portadores minoritários continua durante toda a fase de armazenamento. Com unidadeganho de desligamento, a corrente de porta é tão elevada como a corrente de ânodo, que conduz a uma remoção rápida velocidade de portador.Além disso, a corrente de cátodo é reduzido a zero, por conseguinte, parar instantaneamente a injecção em portadores minoritárioso p -base. Geralmente, o tempo de armazenamento de um GTO sob ganho de desligar a unidade é de cerca de 1 μ s comparados comque de cerca de 20 μ s em um caso GTO normal com alto ganho de turn-off. Outra melhoria de desempenho importante, com ganho de unidade turn-off está no RBSOA. Como é acima referido, a corrente GTO tende a aglomerar para a célula com um tempo de armazenamento mais longo. Este processo © 2002 por CRC Press LLC
- 83. Se Ia1> Ia2Δ Δ Q 2 Δ Δ x 2 feedback negativo Ia1 , Ia2 Δ V 1 > Δ V 2 Δ em1> Δ EM2 FIGURA 1.96 Mecanismo de feedback negativo na partilha atual de dois paralelo células GTO durante tensão aumentando fase. limita significativamente o poder instantâneo média um GTO pode suportar isso um dV / dt circuito snubber é normalmente necessário para limitar o nível de tensão, daí o estresse potência instantânea, durante a transição turn- off.Células GTO sob ganho unitário turn-off têm uma tendência para o compartilhamento de corrente uniforme, daí grande RBSOA.Em primeiro lugar, o actual filamentação devido à diferença de tempo de armazenamento é muito reduzido porque o absolutotempo de armazenamento é reduzido para menos de 1 μ s. Durante a fase de subida de tensão após o tempo de armazenamento, se uma célulaainda compartilha mais atual, que a célula terá uma taxa de extração transportadora mais rápido e, portanto, irá desligar-se quecelular mais rápido. Há, portanto, um processo de feedback negativo com o compartilhamento de corrente em vez de uma forma positiva.Este processo é mostrado em negativo Fig. 1.96 . Com esta tendência atual distribuição uniforme fornecido pela unidade ganho de turn-off, uma GTO como um todo pode ser assumido como sendo mais uniforme na partilha de corrente e, por conseguinte, pode suportar médio muito maiorimediata de potência durante a transição turn-off. O RBSOA deve agora ser empurrado para uma constante poder de 200 kW / cm 2 , como previsto pela Eq. (1,23) (na Seção 1.8). Este RBSOA é suficientemente grande para que um GTO deveser capaz de executar a operação de turn-off, mesmo sem a ajuda de um dV / dt amortecedor. Também deve ser apontadomais uma vez que o aparecimento de avalanche dinâmico não pode ser o limite RBSOA real porque se faz não iniciar um filamento atual fugitivo, ele não é um destrutivo. Os resultados experimentais [1] sobre IGCT volume de negóciosfora, no entanto, sugerem que a avalanche dinâmica não é uniforme e que não conduz a uma falha de um dispositivo.Ganho de unidade turn-off é, portanto, eficaz na remoção de qualquer problema atual filamento associado com Storage-diferenças de tempo e da dinâmica avalanche logo após o filamento atual é formado. GTOs Hard-Conduzido Unidade ganho de desligar pode melhorar significativamente o desempenho de um GTO em vários aspectos, incluindoRBSOA e transformá-off tempo de armazenamento. Várias abordagens inovadoras têm sido propostas para realizar a unidadeturn-off ganho. Em todas as abordagens, a unidade alcançar ganho de turn-off é crítica. Isso exigiria que cátodo atual ser comutada para o caminho portão muito rápido. Para desligar a 4 kA GTO com ganho de unidade, a comutaçãotaxa deve ser superior a 6 kA / μ s. Esta exigência elevada taxa de comutação distingue o desempenho de cada um dos dispositivos discutidos abaixo. De acordo com as suas realizações, podem ser classificados em dois diferentes categorias: tipo hard-dirigida e controlada tipo de-MOS. Abordagens do tipo Hard-impulsionado usar um poderoso motorista portão para perceber ganho turn-off unidade. O motorista portão fornece a corrente portão eo gatingpoder. Cair nessa categoria é a porta integrada thyristor comutado (IGCT) [2]. O MOS- abordagens controlados usar MOSFETs para auxiliar o processo de desligamento do GTO. Para além do volume de negócios da unidadeoff ganho, essas abordagens também economizar energia de controle para o processo de desligamento. Cair nesta categoria sãoo emissor de turn-off (ETO) [3] thyristor eo MOS turn-off (OMP) [4] thyristor. IGCT A chave para alcançar uma condição de turn-off hard-conduzido ou de ganho unitário está na comutação atual portãotaxa. A taxa tão alta de 6 kA / μ s é necessário para 4 kA turn-off. Dois métodos foram demonstradas para o implementação de um GTO hard-dirigido. A primeira é manter o baixo portão indutância circuito suficiente (3 NH) que uma tensão de porta DC menos do que a tensão de ruptura na junção porta-cátodo (18 a 22 V) pode gerar uma taxa de variação de 6 kA / μ s. Esta abordagem é utilizada no IGCT / GCT [2, 5] (IGCT é um produto da ABB,GCT é por Mitsubishi, mas o conceito é o mesmo), onde um alojamento especial GTO de baixa indutância e uma © 2002 por CRC Press LLC L G ≤ 3NH - +
- 84. 20 V GCT LG<3 Motorista Mitsubishi 4KA / 4.5 kV GCT ABB 4 kA / 4.5 kV IGCT FIGURA 1.97 Princípio de funcionamento GCT e dois TCG desenvolvidos pela Mitsubishi e ABB. (Fotos cortesia de Mitsubishi (topo) e da ABB (parte inferior).) cuidadosamente projetado motorista portão atender a essa exigência. O consumo de energia pelo condutor GCT é grandementereduzida em comparação com a de um controlador GTO convencional, uma vez que a corrente de porta está presente para uma grandemais curto período de tempo [6]. A Figura 1.97 mostra a visão externa dos dois TCG comercialmente disponíveis. A desvantagem da abordagem chave GCT é o alto custo associado com a carcaça de baixa indutância projetar para o GTO e da baixa indutância e alto design atual para o motorista portão. MTO Figura 1.98a mostra o princípio de turn-off de um MTO ™ [4, 7] desenvolvido pela Silicon Power Corporation. O dispositivo MTO pacotes um número de MOSFETs de baixa tensão dentro de uma caixa normal de dispositivo para GTOformam um circuito de corrente que está em paralelo com a junção emissor do GTO. Por isso, a MTO parece © 2002 por CRC Press LLC L 10NH Q (A)
- 85. (B) FIGURA 1.98 MTOcircuito equivalente (a) e 500-A MTO / 4,5 kV com motorista gate (b) desenvolvido pela Silicon Power Corp. (Cortesia da fotografia Silicon Power Corp.) apenas como um GTO convencional a partir do exterior. O turn-off é iniciada por ligar o MOSFET que calções junção GTO emissor. MTO, como o ETO, é, portanto, um dispositivo de turn-off MOS exigindo muito pouco poder portão turn-off. Para alcançar uma taxa de comutação atual portão alto, muito baixa indutância portão ( < 0,1 nH) é necessária. Por causa da utilização da abordagem de híbrido, um protótipo 500-A, do dispositivo 4500-V está disponível a partir de SPCO.O grande problema para o MTO, no entanto, ainda é a limitação do RBSOA [7]. Isto é porque a taxa de corrente de porta de comutação é determinado pela indutância portão empacotar, o qual tem de ser reduzido para abaixo de 0,1 nH. Há três razões para isso. Em primeiro lugar, no MTO a taxa de comutação é determinada pela dI G 0,7 ------- ≤ ------ (1,25) dt max LG Em segundo lugar, a tensão resistivo no GTO p -base região e o MOSFET determina a corrente de pico do portão que pode ser comutado: 0,7 I G ≤ ------------------------------- (1,26) max R MOS + R p -base © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.99 ETO circuito equivalente (um) e um 4-kA / 6 kV ETO (b). Um motorista portão ETO também é mostrada. Em terceiro lugar, uma vez que não há tensão de polarização inversa aplicada para a junção emissor GTO na OMP, é muitofácil ficar trancada novamente. Snubberless turn-off capacidade do OMP é, portanto, menor do que a GCT e ETO. ETO O método para conseguir ganho de unidade no thyristor ETO é inserir uma chave adicional em série com o cátodo do GTO. O cátodo do GTO é o emissor do interno npn de transistor, de modo que o interruptor série é referido como o interruptor de emissor e o novo dispositivo é denominado ETO. Desligar o emissor interruptor gera uma alta tensão transitória tempo suficiente para comutar a corrente de emissor para o caminho portãomesmo com uma maior presente indutância parasita. Devido a essa maior tolerância à indutância parasita, GTOs convencionais pode ser usado na ETO. Um interruptor adicional está ligado à porta do GTO, e é complementar ao interruptor emissor. Essas opções são implementadas com muitos Paralelo baixa tensão, MOSFETs de alta corrente para minimizar a perda de condução adicional devido ao interruptor emissor. O valor típico para a perda de condução devido ao interruptor de série é de 0,2 V em corrente média GTO classificação. O poder turn-off motriz para o ETO é insignificante, uma vez que o turn-off é puramente devido à a remoção de um sinal de porta do MOSFET. O ETO em muitos aspectos é semelhante à do IGBT. Por exemplo, a mecanismo de desligamento usado em IGBT também é um emissor de turn-off, e o IGBT sempre desliga na acidentadapnp modo transistor. A Figura 1.99 apresenta o circuito de hardware e fotografia equivalente do desenvolveu-4 kA, 6 kV ETO por Virginia Tech. Outros menores Etos notação atuais também têm sido demonstrados pela Virginia Tech. Porque
- 86. do uso daabordagem híbrida baseada na GTO convencional, dispositivos ETO tem vantagens claras em termos do custo e da unidade portão requisito poder sobre o TCG. Dispositivos ETO também tem duas outras vantagens quandoem comparação com o TCG. Uma é a sua viabilidade de ter um FBSOA [3, 8], e o outro é a sua simplicidade na proteção de sobrecorrente [8]. Conclusões Estes GTOs recentemente desenvolvidas (IGCT, MTO, e ETO) todos utilizam o conceito de turn-off ganho unitário e melhoraram dramaticamente o desempenho em comparação com GTOs convencionais. Comparações quantitativas destes dispositivos são fornecidos em uma seção separada em IGBTs de alta potência (Seção 1.9). © 2002 por CRC Press LLC Referências 1. I. Takata, M. Bessho, K. Koyanagi, M. Akamatsu, K. Satoh, K. Kurachi, e T. Nakagawa, Snubberless capacidade de transformar-off de quatro polegadas thyristor 4,5k V GCT, apresentado na IEEE Simpósio Internacionalon Power Semiconductor Devices e do ICS, 1998, 177-180. 2. PK Steimer, HE Gruning, J. Werninger, E. Carrol, S. Klaka, e S. Linder, IGCT-um novo emergentes tecnologia em alta potência, conversores de baixo custo, apresentado no Aplicações IEEE Indústria Society AnnualReuniões, New Orleans, Louisiana, 5-9 outubro de 1997, 1592-1599. 3. Y. Li, AQ Huang, e FC Lee, Apresentando o emissor de turn-off thyristor, apresentado em 1998 IEEE Aplicações Industriais Society 33ª Reunião Anual, 1998, 860-864. 4. DE Piccone, RW De Doncker, JA Barrow, e WH Tobin, A MTO thyristor-uma nova potência alta bipolar MOS thyristor, apresentado na IEEE Industry Applications Society 31ª Reunião Anual, outubro 6-10, 1996, 1472-1473. 5. ER Motto e M. Yamamoto, Semiconductors Nova Alta Potência: IGBTs de alta tensão e TCG, em PCIM'98 Power Electronics Conference Proceedings, 1998, 296-302. 6. folha de dados Mitsubishi GCT FGC4000BX-90DS. 7. AQ Huang, Y. Li, K. Motto, e B. Zhang, MTO thyristor-um substituto eficiente para o padrão GTO, apresentada no IEEE Industry Applications Society 34ª Reunião Anual, 1990, 364-372. 8. Y. Li, AQ Huang, e K. Motto, Estudo experimental e numérico do emissor turn-off thyristor (ETO), IEEE Trans. Poder Electron., Maio de 2000. 1.11 Comparação Teste de Switches Alex Huang Q. Tester pulso utilizada para a caracterização Em um teste dinâmico dispositivo de poder típico, o dispositivo em teste (DUT) é inicialmente fora, e de alta tensão banco de capacitores é cobrado para definir a tensão que o DUT vai experimentar durante a comutação. Um pulso típicoverificador é mostrado na Fig. 1.100 e uma forma de onda típica do teste é mostrado na fig. 1.101 . A chamada teste de pulso dupla irá capturar evento turn-on um dispositivo e evento turn-off único dispositivo. O duplo teste de pulso consiste nos seguintes eventos completos: t 0 - t 1 : No tempo t 0 , o sistema de controlo inicia um impulso para o controlador de porta para o DUT. As voltas DUT e se o banco de capacitores de alta tensão carrega o indutor de carga. Após o curso atuais o valor desejado em t 1 , o motorista portão DUT é comandado para desligar. t 1 - t 2 : De tempos t 1 a t 2 , não há alterações no dispositivo são vistos. Durante este tempo, como o referido tempo de armazenamento, processos internos no dispositivo de iniciar o processo de desligamento. FIGURA 1.100 Pulso tester diagrama esquemático. © 2002 por CRC Press LLC
- 87. FIGURA 1.101 Formasde onda testador Double-de pulso. t 2 - t 3 : No tempo t 2 , a voltagem anódica começa a subir, como o processo de desligar começou. A roda livre diodo é ainda inverter-tendencioso assim a corrente ainda não pode começar a cair. t 3 - t 4 : No tempo t 3 , a tensão ânodo atinge a tensão do barramento e da principal corrente do dispositivo começa acair. A corrente que tinha sido que flui através do DUT é comutada para a roda livre diodo. Este é o maior intervalo de estresse a transição de desligar, como a corrente e tensão são simultaneamente elevadas durante este intervalo t 4 - t 5 : No tempo t 4 , a principal queda atual é concluída ea fase atual cauda começa. O actual cauda continua até que t 5 . Neste ponto, o dispositivo pode ser dito ter concluído o processo de desligamento.t 5 - t 6 : Durante este tempo, o dl / dt amortecedor resistor transporta a corrente, induzindo tensão adicional estresse sobre o DUT principal. O indutor de amortecimento é de carregamento durante este tempo, e torna-secobrado em t 6 . O diodo amortecedor, em seguida, passa por um processo de inversão de recuperação. T 6 - t 7 : Durante este tempo, o DUT é desligado e bloqueando uma tensão igual à tensão do condensador de entrada.A corrente é ainda roda livre através do indutor de carga e o diodo de roda livre. Este corrente irá continuar a circular durante um longo período de tempo, porque o único a dissipação de energia é devidoa tensão de condução do díodo de roda livre. t 7 - t 2 : Neste momento, o controlador inicia o segundo pulso para testar a tara do dispositivo. Nada externo ocorre até t 8 , que é o fim do tempo de atraso de tara. t 8 - t 9 : Durante este tempo, a corrente de carga comece a comutar para o DUT da roda livre diodo. O dI / dt snubber indutor determina a taxa de transferência de corrente. t 9 - t 10 : No tempo t 9 , a corrente de carga indutor está completamente comutado para o DUT e para fora do diodo de roda livre. O diodo de roda livre passa por recuperação reversa durante este período e liberta uma quantidade significativa de corrente inversa à do DUT. É importante que o DUT mudaram totalmente no agora ou a corrente de recuperação diodo vai induzir a perda de poder grande. © 2002 por CRC Press LLC
- 88. FIGURA 1.102 Alternandoonda definição tempo. t 10 - t 11 : Durante este tempo, o dispositivo é ligado e a corrente está a aumentar por causa da tensão de entrada dividido por a indutância de carga. Isto é equivalente ao intervalo t 0 - t 1 a partir do primeiro pulso. O mesmo sequência continuará para o turn-off do segundo pulso que para o primeiro pulso. A corrente através do dispositivo sob teste é medida com um shunt de corrente em série com precisão o cátodo (ou emissor para um IGBT). Todos os tempos de retardamento são definidas em relação ao portão do real dispositivos, por isso motorista portão atrasos internos não estão incluídos. Convencionalmente tempo, é definido como cair quando ocorrente diminui de 90% do seu valor inicial para 10%, mas uma definição diferente é usado aqui. Para a alta dispositivos de tensão, o valor actual da cauda pode ser maior do que 10% do valor de corrente inicial, de modo que érazoável para incluir este tempo no tempo de queda. Portanto, a definição usada aqui é que o tempo de queda termina eo tempo de cauda começa quando a inclinação atual visivelmente alterações. Isto justifica-se porque é fisicamente paratodos os três dispositivos da cauda actual significa que o principal processo de desligamento é completa e a base aberta pnptransístor está a remover as portadoras restantes. Uma forma de onda de amostra é mostrado na Fig. 1.102 . Tempo cauda atualé definido a partir do fim do tempo de queda de corrente até que a corrente ânodo / colector diminui para 1% do corrente inicial. Dispositivos utilizados para comparação Para comparar essas várias tecnologias de semicondutores, dois IGBTs, um IGCT, um TCG, e três Etos foram utilizados [1]. Uma IGBT e do TCG são feitas pela Mitsubishi, e os EToS foram desenvolvidos por pesquisadores da Virginia Tech. O outro IGBT é feita por Eupec, eo IGCT é da ABB. Os IGBTs, CM1200HA-66H e FZ1200R33KF2, são classificados para 1200 A (DC) e 3300 V, e são embalados em plástico módulos de 14 por 19 cm de tamanho. O IGCT ea GCT são dois dispositivos 4500-V, que são classificados para 4000 Acorrente máxima controlável. O primeiro ETO utilizado, ETO4060s, está classificado para 6000 V e 4000 A controlávelcorrente, e é baseada em um Toshiba GTO. O IGCT, a TCG, e os ETO4060s são embalados em 93 mm press-packs e, com drivers de porta, tem uma largura máxima de cerca de 20 cm. A segunda ETO usada, ETO1045s, é um pequeno dispositivo (53 mm) classificado para 4500 V e 1000 A. Este ETO baseia-se numa WESTCODEGTO. O ETO1045s é, obviamente, de uma classificação inferior à GCT e IGCT, mas ele usa um convencional rápido GTO, ao passo que os ETO4060s baseia-se em um GTO concebido para cerca de 300 Hz. Um dispositivo final utilizada é umarecentemente concebido ETO, o ETO4045A, que se baseia em um GTO ABB semelhante ao utilizado no tiristor IGCT. Os ratings atuais médios para o IGCT, GCT, ETO4045A e ETO4060s são 1200 A, ao passo que o ETO1045 é adequado para cerca de 450 A média. Quando as perdas de comutação do IGBT e cofre © 2002 por CRC Press LLC
- 89. FIGURA 1.103 Nosentido horário do canto superior esquerdo: ETO4060, Eupec HVIGBT, Mitsubishi HVIGBT, ABB IGCT, MitsubishiGCT. (Cortesia da fotografia Mitsubishi). margem de temperatura são considerados, a corrente de operação média para este dispositivo deve ser entre 600 e 800 A. A Figura 1.103 mostra a maioria dos dispositivos testados. Uma dificuldade significativa na comparação entre este tipo de dispositivo é que as notas, e até mesmo as classificaçõessistema, são diferentes para os diferentes dispositivos. Para dispositivos baseados em GTO, as avaliações atuais são o picoatual controlável, enquanto IGBTs usar uma classificação de corrente DC. Os IGBTs testados têm uma corrente controlávelclassificação de duas vezes a classificação DC, que se traduz em um 2400 A classificação no sistema GTO. Estes consistem IGBTsde muitas pequenas fieiras em paralelo, dando uma densidade de corrente de líquido muito menor do que a da base- GTOdevicess. Os rms atuais para o IGCT, o GCT, eo ETO4045A é de cerca de 1800 A, e do RMS classificação atual do ETO 4060 é de cerca de 1600 A, embora os dispositivos têm a mesma classificação média (1200 A)dos fabricantes. Verificação Ganho Unitário Por causa das exigências estritas sobre a indutância parasita circuito portão para o IGCT eo ETO, é muito difícil inserir uma sonda de corrente para monitorizar directamente a corrente de porta. Felizmente, o ganho de unidade doIGCT eo ETO pode ser verificado observando-se sinais de tensão facilmente sondados. É crítico para o desempenho desses dispositivos que tenha sido alcançados ganho de unidade, de modo algum esforço é feito para verificar a unidadeganhar e prever a corrente máxima que pode ser desligado, mantendo o disco-driven condição. No caso de o IGCT, o controlo da tensão de porta-a-cátodo nos terminais do tiristor IGCT pode mostrar o ganho unitário. Quando a tensão da porta torna-se - 20 V, que é igual para o fornecimento de energia © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.104 Ganho de unidade GCT. FIGURA 1.105 Mitsubishi GCT motorista portão. (Cortesia da fotografia Mitsubishi).
- 90. o motorista portão,então claramente nenhuma queda de tensão está ocorrendo em toda a indutância portão parasitária. Isto empor sua vez, implica que dI L / dt é zero, de modo que a corrente de porta completou comutação. Uma forma de onda típica GCTque mostra a tensão de porta é mostrado na Fig. 1.104 . O interior da caixa do controlador GCT é mostrado na Fig. 1.105 .Ganho de unidade do ETO pode ser verificada pela observação da tensão dreno-fonte do interruptor série. Quando a corrente é de comutação, a tensão entre este parâmetro aumenta rapidamente a tensão de ruptura dos MOSFETs (60 V). Quando a tensão sobre este interruptor começa a cair, em seguida, a corrente de cátodo líquidado GTO é negativa, o que desobriga os capacitores dos MOSFETs de saída. Portanto, o ETO ganho de unidade corresponde à borda de descida da tensão interruptor emissor. A exibição turn-off forma de onda a tensão de emissor interruptor ETO é mostrado na Fig. 1.106 . Com base na observação de ganho unitário, a taxa de comutação de corrente para os dispositivos pode ser estimadadividindo a corrente de ânodo pelo tempo necessário para ganho unitário. Este método produz um resultado mais baixoque realmente ocorre porque a corrente total comutado é ligeiramente maior do que a corrente anódica devido a um efeito de recuperação reversa do portão para o catodo pn -junction. Mesmo com essa estimativa conservadora © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.106 Ganho de unidade ETO4060. do dI / dt da corrente de porta, o GCT ea ETO são ambos capazes de, aproximadamente, 6000 A / μ s taxa de comutação. Circuitos portão da unidade O desempenho de todos os interruptores semicondutores depende circuito de comando. Isto é especialmente verdadeiropara o GCT, onde o dispositivo irá ser incapaz de operar no modo snubberless se a porta não é condutor desenho do atual portão para fora rápido o suficiente para atingir o ganho unidade. Os drivers para o ETO e IGBT sãomenos difícil de implementar uma vez que o motorista não é obrigado a fornecer uma alta corrente. De um ponto de vista esquemático, o motorista GCT é muito simples, consistindo principalmente de um banco de capacitorese um interruptor feito de muitos MOSFETs paralelas. O layout PCB e seleção de componentes é crítica por causa da exigência muito rigorosa imposta indutância parasita no circuito de comutação. Além disso, há é uma porção do condutor dedicado para ligar o TCG. Isto é feito pela injecção de um de corrente elevada (200-A) pulso para o portão durante 5 μ s e, em seguida, injectando 10 A para a porta durante todo o tempo em. Esta parte domotorista dissipa poder significativo por causa dos transistores lineares que controlam o nível atual exata, mas a implementação desta parte do condutor portão é simples. O motorista GCT contém mínimo no tempo e off-tempo de proteção para permitir que o dispositivo esteja sempre em um estado uniforme antes de mudar. Não protecção de sobrecorrente é utilizado para o TCG ao nível do controlador. Embora a potência total gating ainda é muitopequeno em comparação com o poder principal, todo o poder de propagação deve ser fornecida por um isolado de alimentação externaque deve ter uma capacidade de isolamento e dV / dt rejeição para coincidir com a do GCT. Devido ao design thyristor diferente usado pela ABB no IGCT, a força motriz para este dispositivo tem sido muito reduzida. Isto é conseguido através do aumento do ganho de corrente do tiristor de modo menos portãocorrente é necessária para manter o estado ligado. Isto leva a uma corrente DC injecção de apenas 2 A. Em adição, o condutor utiliza IGCT um circuito de comutação, em vez de linear para a injecção de impulsos, o que reduz as perdas bem.Para o controlador de ETO, três portas tem que ser controlado com a injecção de corrente de GTO, o interruptor de emissor,eo interruptor de porta. Felizmente, o interruptor emissor e interruptor portão são facilmente controladas, utilizando uminvertendo condutor e um controlador de não-inversora controlada pela mesma entrada. A única função do GTO portão é injetar o turn-on atual, como no caso do GCT. O condutor ETO desenvolvido em do Centro de Sistemas Eletrônicos de Energia (CPES) também contém mínimo em tempo e fora de tempo de proteção.Além disso, o emissor do MOSFET interruptor pode ser utilizado como uma resistência linear para aproximar a corrente de ânodo,que pode ser utilizado para protecção de sobrecorrente no condutor. Tal como o condutor GCT, o controlador requer ETOuma fonte de alimentação externa isolado, embora o consumo de energia é muito mais baixa.
- 91. © 2002 porCRC Press LLC FIGURA 1.107 Tensão de condução para a frente. O condutor IGBT é muito fácil de implementar, uma vez que tem apenas um único porta-MOS para controlar. O picocorrente de porta para o IGBT testada é de cerca de 10 A, que flui por cerca de 2 μ s em todos os eventos de comutação. OIGBT motorista pode ser usado para controlar ativamente a dI / dt e dV / dt do coletor, mas esse recurso não foi implementada para este teste. Informações sobre técnicas de driver activos pode ser encontrada em muitos papéis taiscomo Lee et al. [2]. O motorista IGBT implementa uma proteção de sobrecorrente por meio de dessaturação detecção. Motoristas IGBT consomem tão pouca energia que módulos conversores CC-CC comerciais podem ser usadospara proporcionar o isolamento internamente para o interruptor do lado de alta. Caracterização perda de condução para a frente As características de tensão versus corrente direta para todos esses dispositivos podem ser facilmente encontrados. Como pode ser vistoa partir de Fig. 1.107 , os tiristores têm uma clara vantagem em perda de condução sobre o IGBT, embora a sua área activa da matriz é menor do que a do IGBT. Se a relação entre a tensão de ruptura e perda de condução é encontrado, a vantagem de os dispositivos de travamento torna-se ainda maior. Os tiristores 4,5 kVtem a menor perda de condução, seguido pelo tiristor 6 kV, e, em seguida, o IGBT são o mesmo pior se a perda não é normalizado para morrer área. O ânodo transparente ABB e soco-through Design Show de base uma vantagem no teste de condução para a frente, como o maior ganho de peso permite que o dispositivo de trinco para uma extremamentemodo de condução baixa perda. Isto é válido para a ABB IGCT, bem como para o ETO4045A, que é com base em um GTO ABB com o mesmo ânodo transparente e design soco-through base. Testes de comutação Alternando o desempenho de dispositivos de alta potência tem sido bastante reforçada pelos GTOs hard-dirigido e os HVIGBTs aparecem de contestar a tecnologia GTO lento. Freqüências de operação típicas da GTOs de alta potência variam de frequência de linha (50/60 Hz) para uma alta de cerca de 500 Hz. Em contraste, o HVIGBT pode ser operado em até 1500 Hz, e os GTOs rígidos-driven pode operar a 1 kHz ou mais. Este aumento na freqüência leva filtros para reduzir drasticamente e menor distorção no inversor típico aplicações. Para avaliar o desempenho destes dispositivos, eles foram operados com voltagens DC de 1,5 e 2 kV o testador de pulso sem snubbers turn-off. O factor limitante na quantidade de corrente que Pode ser desligado com segurança era o diodo de fixação usado para limitar o pico de tensão no comutador. Duranterecuperação inversa, a tensão através do diodo este se aproxima da sua repartição (4,5 kV), ao mesmo tempo que o ânodo (ou coletor para IGBTs) tensão do dispositivo em teste se aproxima de zero, conforme circulado na Fig. 1.108 .Para o GCT ea Etos, nenhuma tensão reversa era aceitável por causa da falta de qualquer um reverso © 2002 por CRC Press LLC
- 92. FIGURA 1.108 Ondade desligamento típico. FIGURA 1.109 Uma perda snubberless comutação 2 kV. capacidade de condução (tais como um díodo antiparalelo) ou capacidade de tensão de bloqueio inverso. Baseada em GTOdispositivos podem alcançar tensão reversa bloquear facilmente, mas esses GTOs testados são tipos de curto- ânodo, quecomércio distância a capacidade de bloqueio inverso para um melhor desempenho de comutação, especialmente no actualfase cauda. O projeto ABB usa um anodo transparente em vez de calções ânodo, que também elimina a reverter o bloqueio capacidade. A tecnologia ânodo torna transparente o ganho de corrente do dispositivo de mudançacomo uma função da corrente que flui de modo a que terá um ganho alto na corrente baixa e um ganho menor nas alta corrente. As perdas de comutação para cada dispositivo foram calculados multiplicando a tensão através primeiroo dispositivo pela corrente que está sendo conduzida, e, em seguida, integrando esta potência instantânea durante o tempo de comutação para encontrar a perda de comutação. Os resultados dos ensaios de perda de comutação foram comparados para oIGBT, o GCT, eo Etos. Estes resultados são apresentados para um bus de 2 kV na Fig. 1.109 . Como esperado, o IGBT tem a vantagem neste teste com a menor perda de desligar global. Surpreendentemente, a perda do GCT ea ETO1045 é apenas marginalmente superior à perda IGBT. A principal vantagem do IGBTs em perda de comutação está na fase de início de aumento de tensão, o que ocorre muito mais rapidamente do que natiristores. Isto é porque o canal MOSFET no IGBT pode desligar mais rápida do que a do npn de transistor © 2002 por CRC Press LLC nas GTOs, e o canal é melhor distribuída através do IGBT do que são as portas dos GTOs. A quantidade de veículo armazenado nos GTOs é também mais elevado do que no IGBT, resultando em mais lento dV / dt . EleNão é de estranhar que o ETO4060 ultra-alta tensão tem muito mais do que a perda de comutação minúsculas dispositivos de tensão. Os prováveis motivos para a perda de comutação elevada deste dispositivo são uma vida de alta transportadorano GTO, um forte pnp transistor, que pode manter a corrente já com a base aberta, e um GTO projeto otimizado para baixa frequência, operação de alta potência. A teoria da GTOs rígidos-driven prevê nenhuma melhoria na perda de turn-off quando comparado com GTOs tradicionalmente impulsionadas, apenas ummelhorou área de operação segura e maior velocidade. Isto mostra que o GCT é muito bem optimizada para desempenho, assim como para uma baixa indutância interna. O ânodo transparente da ABB IGCT provou ser um desvantagem neste teste, como tempos de comutação e as perdas de comutação foram notavelmente pior do que com odispositivos ânodo-curto. Como pode ser visto na Fig. 1.110 , os tempos de comutação para todos esses dispositivos são curtos e muito consistente.O Etos ea GCT têm tempos de armazenamento longos em níveis muito baixos atuais, mas o tempo de armazenamento é muitoconsistente em 600 A e além. Os tempos de queda atuais para todos os dispositivos caracterizados exceto o IGCT sãocerca de 250 ns e é essencialmente independente da corrente que está sendo transferido, como mostrado na Fig. 1.111 . OIGCT tem um tempo de queda de corrente muito longo em baixos níveis de corrente, embora a velocidade aumenta
- 93. em maiorcorrentes. Acauda IGCT tem uma grande magnitude, o que mais uma vez mostra que a estrutura de curto-ânodo da GCT e o EToS oferece vantagens nesta área. FIGURA 1.110 Armazenamento (ou atrasos) comparação do tempo. FIGURA 1.111 Queda comparação do tempo. © 2002 por CRC Press LLC FIGURA 1.112 GCT detalhe cauda atual. Devido ao grande (10 μ H) indutor transformar-on, a tara para todos os dispositivos de perda é insignificante. Todo tiristores segurar uma ligeira vantagem sobre o IGBT em termos de tempo de queda de tensão no turn-on, mas a correnteé tão baixo durante este tempo que não há diferença significativa na perda. Deve-se notar que o IGBT pode ser operado sem o tesão amortecedor à custa de um aumento significativo de comutação de perda, mas fazendo por isso requer um projeto motorista portão mais complexa. Isto é devido à capacidade de o IGBT para controlar a exactacoletor de corrente operando na região linear. O GCT carece completamente este modo de operação. Theo- análise retical prevê a existência desta tendenciosa-forward de segurança da área de funcionamento para o ETO [3], mas nenhumaverificação experimental foi realizado, exceto em baixa corrente [4]. Para comparação cauda actual, o corrente de cauda foi examinado em uma resolução muito alta (10 A / div) para ver todos os efeitos. Imediatamente após oprincipal queda de corrente, a corrente de cauda diminui rapidamente para todos os dispositivos testados. No entanto, a corrente de cauda podelevar um longo tempo para terminar a diminuir a zero após esta rápida queda inicial. O detalhe da cauda atual GCT é mostrado na Fig. 1.112 depois de desligar 1200 A. A cauda atual pode indicar a força do pnp transistor
- 94. dentro de umIGBT ou um GTO. A cauda longa observada para o ETO4060 indica uma forte PNP , que ajudareduzir as perdas de condução. O TCG demonstra a menor corrente de cauda de todos os dispositivos testados, que é mais uma prova do muito bom design interno. O inconveniente deste processo reside no facto do ganho de corrente eficaz do GCT é reduzido, exigindo, portanto, de injeção de corrente mais portão DC durante con- produção. O IGBT eo ETO1045 ter apenas um pouco pior caudas atuais do que o GCT. Tradicionalmente, a frequências de comutação GTO foram limitados pelos tempos necessários para o GTO de completar as transições de comutação. Em particular, um muito longo tempo de interrupção mínimo, teve de ser observada devidopara algumas partes do GTO permanecendo fechada por mais de 100 μ s. Os dispositivos testados aqui todos têm muitorápido tempos de comutação, mas a perda de comutação é bastante elevado por causa das grandes correntes e tensõesconsiderado. Portanto, a freqüência de comutação é limitado termicamente pela perda de comutação. Comutação suavetécnicas podem permitir que esses dispositivos para alcançar freqüências muito mais altas de operação ( ~ 10 kHz) Se operda de comutação pode ser reduzida. Discussão Tecnologia de embalagem é muito diferente para os módulos IGBT em comparação com embalagens GTO. O IGBT módulos usam muitas matrizes paralelas, que são e alojados em um módulo plástico ligado fios. Uma vez que um GTOpodem ser fabricados em um único wafer, press-pack ("hockey-puck") são utilizadas caixas. A fiabilidade recorde para os dispositivos press-pack é muito maior do que os módulos wire-obrigações, em grande parte devido a uma melhor tolerância © 2002 por CRC Press LLC de ciclos térmicos. Além disso, a imprensa-pack permite refrigeração dupla face para diminuir a impedância térmica ance. No entanto, o IGBT alcança impedância térmica semelhante global por causa da área die muito maior e, consequentemente, a placa de base grande. A placa de base IGBT é eletricamente isolados do dissipador de calor, masos dissipadores de calor press-pack estão diretamente conectados aos terminais ânodo e do cátodo. Como resultado, a líquidosistemas de refrigeração com dispositivos de press-pack deve contar com óleo ou água deionizada para evitar que o líquido de arrefecimentoconduzir corrente. A principal vantagem do módulo IGBT é a sua facilidade de uso, com a placa de base isolado levando a fácil calor naufrágio. O coletor e emissor terminais estão convenientemente localizados para conexão a um barramento laminado para reduzir a indutância parasitária e, portanto, o pico de tensão. Além disso, o IGBT módulo não requer qualquer grampo mecânico externo para a montagem, como o compartimento de imprensa- packrequer. A confiabilidade do press-pack é uma questão fundamental, e este pacote é o preferido para muitas aplicaçõesonde ao longo da vida é necessária. Embora as falhas são obviamente indesejáveis, as características do dispositivo após uma falha deve ser considerado. Isso pode fazer uma grande diferença na quantidade de dano é feito para o resto de um sistema e comoreparação difícil será. Depois de uma falha, qualquer um destes dispositivos será curto-circuito. A vontade atual em seguida, aumentar até que toda a energia disponível foi consumido ou um circuito externo actua para parar a corrente de falta. Para o IGBT wire-bond, toda a corrente irá concentrar-se no dado que quebrou. Isto irá geralmente destruir os laços de fio para que morrem em consequência da corrente que flui enorme. Após falha,o IGBT pode tornar-se um circuito aberto. Esta é uma condição muito perigosa para os dispositivos conectados em sérieou conversores multiníveis, que a tensão não será mais comum, expondo assim os outros dispositivos no cadeia ao risco de sobretensão [5]. Os dispositivos de press-pack permanecerá em curto desde a sorte está diretamenteconectada com os contatos metálicos. Há alguma preocupação com os MOSFETs wire-títulos no ETO interruptores de emissor e de porta, embora nenhum fracasso dessas MOSFETs ainda foi visto, mesmo após a destruiçãodo GTO. Outra questão relacionada com a embalagem é danos explosão. A imprensa-pack é muito forte, e como resultado, as explosões são muito improvável neste tipo de pacote. Módulos de plástico pode facilmente quebrar ahabitação, o que leva a danos aos componentes próximos. Como mencionado anteriormente, um IGBT pode controlar activamente a tensão de colector e a corrente durante eventos de comutação. Esta característica do dispositivo pode levar à redução da EMI, bem como a eliminação de dI / dt(Turn-on) amortecedor. No entanto, a eliminação deste amortecedor em alta potência, impedância de fonte quase zeroConversores (tensão-Fed) pode não ser desejável porque os outros benefícios as ofertas de amortecimento. Estes incluem a eliminação de danos devido a cross-condução dos interruptores de ponte ("shoot-through"), ou de carga curto-circuito, e melhor gerenciamento de falhas. Se a taxa de aumento da corrente no estado de falha é controlada, um dispositivo rápido, como o (I) GCT, ETO, ou IGBT pode responder em tempo para desligar a culpa atual com os interruptores semicondutores. Para os sistemas de GTO, o GTO não poderia responder a tempo de interromper uma corrente de falta, por isso a proteção utilizada foi transformar todos os interruptores da ponte sobre eesperar para fusíveis para abrir. A capacidade do ETO e IGBT para detectar e responder a sobrecorrente automaticamentealuguéis aumenta a utilização segura dos sistemas de alta potência. Além disso, o IGBT podem se auto-limitar a correnteque será conduzido, de modo que o funcionamento dentro da capacidade de comutação do dispositivo de pode ser assegurada.Dispositivos tiristores irá conduzir uma corrente extremamente elevada onda que é muito maior do que a sua interrupçãocapacidade, que requer lógica de controlo para evitar que os dispositivos de comutação, durante este tempo. Conclusões Comparação Como pode ser visto a partir dos tempos de comutação, todos os dispositivos testados aqui oferecer muito rápidos tempos de comutaçãoem relação aos seus níveis de potência. Além disso, mesmo o pior perda de condução do IGBT ainda é aceitável quando comparada com a tensão de bloqueio. Para sistemas muito alta potência, o IGCT, o GCT, o ETO4045A, eo ETO4060s são capazes de lidar com níveis de potência extremamente elevados. O GCT é muito rápido para a sua classificação elevada, e o único inconveniente é a dificuldade de construir motorista portão e seu poderconsumo. A ABB IGCT eo comércio ETO4045A distância de comutação para reduzir a perda de poder de motorista e perda de condução, de modo que estes dispositivos são particularmente adequados para topologias avançadas que
- 95. reduzem a necessáriacomutaçãode frequência ou para aplicações comutação suave que podem reduzir a perda de comutação. O ETO4060 oferece muito altas classificações com poder de condução mínima, mesmo que a mudança não é tão bom quanto © 2002 por CRC Press LLC o GCT; no entanto, é melhor do que o IGCT. O IGBT oferece a melhor velocidade de comutação e perda de qualquer dos dispositivos testados e a unidade mais simples. No entanto, o GCT e pequeno ETO são incrivelmente perto o IGBT na passagem perda considerando sua natureza de travamento e classificação quase 50% maior tensão. O desempenho de todos os dispositivos testados aqui é muito boa, especialmente se comparado com o GTO convencionalaplicações. Referências 1. K. Motto, Y. Li, e AQ Huang, Comparação do state-of-the-art em IGBTs de alta potência, IGCT, e EToS, em Conf. Rec. IEEE-APEC, 2000, 1129-1136. 2. H.-G. Lee, Y.-H. Lee, B.-S. Suh, e D.-S. Hyun, um esquema de controle de portão melhorado para snubberless operação de IGBTs alta potência, em Conf. Rec. IEEE-IAS, 1997, 975-982. 3. Y. Li, AQ Huang, e K. Motto, Estudo experimental e numérico da Emitter Turn-Off thyristor (ETO), IEEE Trans. Poder Electron., 15 (3), 2000, 561-574. 4. Z. Xu, Y. Bai, Y. Li, e AQ Huang, a demonstração experimental da operação segura polarizado área do emissor de turn-off thyristor, em Proc. CPES-VT Seminário, 2000, 448-455. 5. S. Bernet, R. Teichmann, A. Zuckerberger, e P. Steimer, Comparação de IGBTs de energia de alta e difícil GTOs conduzidos para os inversores de alta potência, em Conf. Rec. IEEE-APEC, 1998, 711-718. © 2002 por CRC Press LLC
- 96. II Electronic Power Circuitos e Controls 2Conversores CC-CC Richard Wies, Bipin Satavalekar, Ashish Agrawal, Javad Mahdavi, Ali Agah, Ali Emadi, Daniel Jeffrey Shortt Visão Geral • • Choppers Buck Conversores • conversores Boost • Conversores Cuk Converter • Buck-Boost 3 AC-AC Conversão Sándor Halász Introdução • cicloconversores • Matrix Converters 4 Retificadores Sam Guccione, Mahesh M. Swamy, Ana Stankovic Retificadores monofásicos Descontrolada • retificadores não controladas e controladas • Three- Fase de pulso modulação por largura de impulso-Type retificadores 5 Inversores Michael Giesselmann, Attila Karpati, István Nagy, Dariusz Czarkowski, Michael E. Ropp Visão geral • DC-AC Conversão • Resonant Converters • Series-Resonant Inversores • Resonant DC-Link Inversores • Auxiliar ressonantes Comutado Pole Inversores 6 Conversores Multinível Keith Corzine Introdução • Tensão Multinível Fonte Modulation • Multinível Converter Fundamental Topologias • Laboratório Cascaded Multinível Converter Topologias • Multinível Converter Exemplos • Conclusões 7 Modulation Estratégias Michael Giesselmann, Hossein Salehfar, Hamid A. Toliyat, Tahmid Ur Rahman Introdução • Seis Etapas Modulação por Largura de Pulso • Modulation • Terceiro Harmonic Injection para Tensão de Impulso de Sinais SPWM • Geração de sinais PWM Usando microcontroladores e DSPs • Tensão de origem com base em regulamento atual • histerese retorno de controlo • Space-Vector Pulso Modulação por Largura 8 Deslizando-Modo de Controle de-Switched Model Power Supplies Giorgio Spiazzi, Paolo Mattavelli Introdução • Introdução ao modo de controle deslizante • Noções básicas de Sliding-Mode Theory • Aplicação de Sliding-Modo de Controle de conversores CC-CC-Basic Princípio • Correr-Mode Controle de Buck DC-DC Conversores • Extensão para impulsionar e Buck-Boost Conversores CC-CC • Extensão para Cuk e Controle SEPIC conversores CC-CC • General-Purpose Sliding-Mode Implementação • Conclusões © 2002 por CRC Press LLC