1、试说明以下概念:系统、系统集成、递阶控制 + 系统是相互联系相互作用的诸元素的综合体。 这个定义强调元素间的相互作用以及系统对元素的整合作用。 + 系统集成(system integration)是指将软件、硬件与通信技术组合起来为用户解决信息处理问题的业务，集成的各个分离部分原本就是一个个独立的系统，集成后的整体的各部分之间能彼此有机地和协调地工作，以发挥整体效益，达到整体优化的目的。系统集成是一种商业行为，也是一种管理行为，其本质是一种技术行为。 + 递阶控制系统是指各子系统的控制作用由按照一定优先和从属关系安排的决策单元来实现的大系统。

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昆明理工大学
《机电系统集成与控制理论》
课程考核报告
姓 名： 阮信
学 号： 20201103008
成 绩：
任课教师： 杨晓京 教授
单 位： 昆明理工大学机电工程学院
时 间： 2023 年 5 月 18 日

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考核组成
1、试说明以下概念:系统、系统集成、递阶控制
+ 系统是相互联系相互作用的诸元素的综合体。 这个定义强调元素间的相互作用以及
系统对元素的整合作用。
+ 系统集成(system integration)是指将软件、硬件与通信技术组合起来为用户解决信息处
理问题的业务，集成的各个分离部分原本就是一个个独立的系统，集成后的整体的各部分之
间能彼此有机地和协调地工作，以发挥整体效益，达到整体优化的目的。系统集成是一种商
业行为，也是一种管理行为，其本质是一种技术行为。
+ 递阶控制系统是指各子系统的控制作用由按照一定优先和从属关系安排的决策单元来
实现的大系统。
2、试说明机电系统集成的原则与方法。
机电一体化系统是将机械、电气、电子和计算机等技术有机地结合起来，形成一个统一
的系统。其设计原则和常用方法如下：
+ 综合性原则：机电一体化系统设计需要考虑机械、电气、电子和计算机等多个方面的
因素，保证系统的综合性。
+ 系统化原则：机电一体化系统设计需要从整个系统的角度出发，把系统的各个部分组
织成一个有机的整体，保证系统的协调性和一致性。
3、建模仿真在系统集成中有什么作用?
今天，数字孪生、人工智能、工业互联网、边缘计算这些概念在整个产业里非常的火热，
但是，要知道，如果这些概念没有“模型”作为基础的话，那么这些概念将无法真正落地，因

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为模型是数字世界与物理世界连接的桥梁，另一方面，仿真技术使得在复杂变化的制造现场
可以实现非常多的虚拟测试、早期验证，降低整个制造业的整体成本，很多时候.
一、机器生产中的复杂变化
究竟机器的生产有多么复杂？只有研发机器的工程师们才能更清楚，在每个行业，生产的复
杂度都包含了多个维度：
+ 材料的复杂性
在印刷中，纸张或薄膜都是数千种可能性，而在纺织机械领域天然的纤维如棉花、丝、
羊绒等都是随着产地而纤维特性不同，在塑料领域的颗粒种类也千变万化，他们都拥有不同
的流体加热变形属性，在灌装领域，瓶子的材料、规格也是千变万化。
+ 工艺的复杂性
对于印刷本身也有柔版、凹版、胶印多种，包括轮转与单张的组合，还有涂布、裁切等
的组合，对于纺纱也包含了转杯纺、涡流纺、气流纺、环锭纺等多种形式。
+ 流程的复杂性
生产的工序也随着生产任务的不同而变化，比如灌装不同类型的饮料时候所需的电子阀
动作流程也不同，碳酸饮料与非碳酸饮料，或者贴标单元可能会有 1 个、2 个、3 个不同的标
签，都会组合成不同的工序流程。
从上面三点，我们就可以看到，一台机器如果希望它具有广泛的适应力，那么它在材料、工
艺、流程三个方面就会组合出成千上万种组合，这是制造的复杂的地方—也是为什么必须进
行建模仿真的原因。
如果不采用建模仿真来进行这样的模型构建，对于机器的开发而言，就必须进行大量的物理
测试与验证，这个成本是极其巨大的—尽管，我们采用了测绘的方式，减少测试验证环节的

4. 4
投入，一个机器的研发仍然是投入巨大的，尤其是具有“高端”定位的机器，它必须拥有稳定
而可靠的，适应变化生产的能力。
二、建模仿真带来哪些应用优势？
如果我们全流程的看待机器的开发，从概念设计、原型设计、测试验证，整个流程中，
最烧钱的地方在哪里？
对于机器与系统的开发，V-Mode 是普遍被应用的模式，在整个设计与开发阶段，从概念到
需求、功能规范、子系统设计再到实现，各个阶段对应都有相应的测试与验证，这个集成测
试验证是确保每个流程都能够保证任务的质量与进度得到控制，顺利完成产品整个的研发过
程，而这些过程中，真正需要耗费大量的成本的往往是测试验证这些过程。
在传统的机器设计中，这个环节往往需要按照严格的流程来进行，而通过建模仿真所实
现的虚拟测试与验证可以使得这个环节被提前，缩短整个流程周期，如图 3 所示即是并行工
程，有了建模仿真这样的开发工具和方法，可以实现电气控制与应用软件和机械的并行开
发。
建模仿真可以让机器的开发带来非常多的便利，包括如图 4 的几个方面：
+虚拟调试缩短开发周期与降低成本
对材料的工艺特性、机械传动、控制的联合测试中，只有在虚拟环境中，对参数进行最优的
调整，才是最节省成本的，只有几乎完成最优后，再下载到物理对象上进行验证，才能更好
的实现成本的降低，否则，例如印刷机，如果要进行某种材料的测试，300 米的速度下一卷
纸就 10 分钟多烧完了，几千块的材料费用就很快消耗掉，而大量的机器功能会造成巨额的
测试成本。
+降低安全风险

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对于一些设备而言，虚拟测试与验证还可以降低安全风险，例如风力发电对于各种安全
机制的测试，包括在一些大型机械装备的开发中，如果没有良好的安全机制保障，那么就有
潜在的安全风险，因此，可以在虚拟环境中进行。
+复用的组件开发
对于很多具有共性的应用软件来说，例如张力控制模型针对塑料薄膜、印刷的纸张、纺
织的纱线、金属板材的开卷校平、弹簧送丝等各种场景来说，可以用于开发各种控制模式下
（闭环、开环、有跳舞辊、伺服电机调节等）的模型及其参数验证，然后封装为可复用的共
性组件，在应用开发中，直接配置其模式、参数等，加速机器的配置，响应快速的市场变化
需求。
因此，建模仿真是一种显著降低成本的方案，而且有了这些模型后，针对未来的数据应用可
以实现：
三、建模仿真是真正创新设计的源头
“知其然，也要知其所以然”—这就是在制造领域里我们必须知道机器设计的“Why”-源头
的原理，建模就是对整个机器进行真正的根源性设计，而这种设计也是后续所有“创新”的
源。
如果缺乏这些数字建模，那么就意味着我们缺乏“变化”的能力，只是测绘了一种机械，而没
有掌握它的原理性设计，即使采用“逆向工程”。其次，如果不能完全掌握其设计精髓，无法
让我们在基础上获得创新，尤其是现在机械的 Know-How 更多的以工艺软件形式存在。安装
对我们来说，就会意味着不知道会遇到什么样的“坑”。要想真正实现差异化和超越，就必须
回到原始的建模上，才能真正掌握“核心技术”。

6. 6
在无数的变化中，如果没有建模和仿真，我们将迷失在材料和流程的千变万化中不得其
法，而所有的创新都来自于我们对客观世界的理解，对我们知识的凝聚，而建模仿真则是实
现这个创新与发展的根基。
4、仿真有哪些类型?.各有什么优缺点?
在 PCB 及集成电路设计设计环节，为验证其方案是否可行，它们都要经过仿真验证环节
来看看是否具有可行性，但有很多小白不太清楚仿真验证，所以本文将重点谈谈仿真。
一、仿真验证的工作原理
仿真是功能验证的主要手段，仿真贯穿了 IC 系统设计的整个阶段，它的基本原理主要分
为三段，分别是仿真激励、待验证设计、检查仿真结果是否正确。
除了功能检查，用仿真方法还可以检查系统的时序，与静态时序方法相比，仿真的方法更为
直观，能较为真实地模拟出电压发生变化、串扰及毛刺、电容耦合等各种情形下电路的运行
情况，缺点是运行时间较长且时序检查不完整。
二、系统设计阶段的仿真
在系统级初级阶段，通过行为仿真，可以达到下述目的：
分析算法是否正确；
验证性能是否满足要求；
验证系统划分是否合理；
系统级设计可大致上分为浮点数算法设计、定点数算法设计、架构设计等几个步骤，在
每一步都可以进行系统仿真。系统级的仿真可采用数据流仿真方法（不包括时间信息）和基
于周期的仿真方法。
三、逻辑/电路设计阶段的仿真

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逻辑设计阶段的仿真分 RTL 仿真与门级仿真两种，RTL 仿真是验证系统功能是否正确的
重要手段，在 RTL 仿真中，如何合理构造 testbench、如何进行“corner case”的验证是困扰设
计者的难题，也是目前验证的热点，一个测试平台应包括待测试部分、Stimulus、Monitors、
响应比较电路。
门级仿真速度较慢，通常只是作为一种辅助手段来检查时序是否满足要求，所以通常只
需运行很少的几种激励即可。
在逻辑设计阶段，目前有较多的成熟仿真根据，如 NC Simulator 及 VCS，它们都属于事
件驱动的仿真工具，即支持 RTL 仿真也支持门级仿真。
仿真方法存在测试覆盖率低的缺点，一些仿真工具开发商利用形式验证中“断言”的概念，提
出了“基于断言的仿真”方法。
对于模拟电路，通常采用 Hspice 进行仿真，对于特定应用的电路，有一些特定的仿真工
具，如在分析射频电路时，Cadence 的 Spectre 比较实用。
在数模混合设计中，往往需要协同验证数字电路和模拟电路，这时需要用上混合仿真软件。
5、试说明以下通用技术术语的含义。DDC、DCS、PLC、FCS、DSP、PC-104:
+ DDC（Direct Digital Control）系统是利用微信号处理器来做执行各种逻辑控制功
能，它主要采用电子驱动，但也可用传感器连接气动机构。DDC 系统的最大特点就是从参
数的采集、传输到控制等各个环节均采用数字控制功能来实现。同时一个数字控制器可实现
多个常规仪表控制器的.
+ DCS 是数字控制系统（Digital Control System）的简称，属于一种集成电路芯片电路。
它是现代工业自动化控制系统中的一种重要组成部分，主要应用于工控机、测控仪表、自动
化程控设备、机器人、电气驱动、PLC 等领域。

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+ PLC（Progammable Logic Controller）可编程逻辑控制器是种专门为在工业环境下应用
而设计的数字运算操作电子系统。它采用一种可编程的存储器，在其内部存储执行逻辑运算、
顺序控制、定时、计数和算术运算等操作的指令，通过数字式或模拟式的输入输出来控制各
种类型的机械设备或生产过程。
+ FCS (Fieldbus Control Systerm)是由 DCS 与 PLC 发展而来，FCS 不仅具备 DCS 与 PLC
的特点，而且跨出了革命性的一步。而目前，新型的 DCS 与新型的 PLC，都有向对方靠拢的
趋势。新型的 DCS 已有很强的顺序控制功.
+ DSP (Digital Signal Processing，数字信号处理器,简称 DSP）是一门涉及许多学科而又
广泛应用于许多领域的新兴学科。20 世纪 60 年代以来，随着计算机和信息技术的飞速发展，
数字信号处理技术应运而生并得到迅速的发展。在过去的二十多年时间里，数字信号处理已
经在通信等领域得到极为广泛的应用。数字信号处理是利用计算机或专用处理设备，以数字
形式对信号进行采集、变换、滤波、估值、增强、压缩、识别等处理，以得到符合人们需要
的信号形式。
+ PC-104 是一种工业计算机总线标准。PC/104 有两个版本，8 位和 16 位，分别与 PC 和
PC/AT 相对应。PC/104PLUS 则与 PCI 总线相对应。
1992 年 IEEE 开始着手为 PC 和 PC/AT 总线制定一个精简的 IEEEP996 标准（草稿），
PC104 作为基本文件被采纳，叫做 IEEE P996.1 兼容 PC 嵌入式模块标准。可见，PC104 是一
种专门为嵌入式控制而定义的工业控制总线。
6、嵌入式控制器通常可选用哪些类型?
+嵌入式微控制器(MCU): 嵌入式微控制器目前的品种和数量最多，比较有代表性的通用
系列包括 8051、P51XA、MCS-251、MCS-96/196/296、C166/167、MC68HC 05/11/12/16、

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68300 等。另外还有许多半通用系列，如支持 USB 接口的 MCU8XC930/931、C54O、C541;
支持 I2C、CAN-Bus、LCD 及众多专用 MCU 和兼容系列。目前 MCU 占嵌入式系统约 70%的
市场份额。特别值得注意的是，近年来提供 X86 微处理器的著名厂商 AMD 公司将
Aml86CC/CH /CU 等嵌入式处理器称为 MicroController，Motorola 公司把以 Power PC 为基
础的 PPC505 和 PPC555 亦列入单片机行列，TI 公司亦将其 TMS320C-2XXX 系列 DSP 作为
MCU 进行推广。
+ 嵌入式 DSP 处理器(EDSP): 嵌入式 DSP 处理器比较有代表性的产品是 TI 公司的
TMS320 系列和 Motorola 公司的 DSP56000 系列。TMS320 系列处理器包括用于控制的
C2000 系列、移动通信的 C5000 系列，以及性能更高的 C6000 和 C8000 系列。DSP56000
目前已经发展成为 DSP56000、DSP56100、DSP56200 和 DSP56300 等几个不同系列的处理
器。另外Philips公司也推出了基于可重构嵌入式DSP结构低成本、低功耗技术制造的R.E.A.L
DSP 处理器，特点是具备双 Harvard 结构和双乘/累加单元，应用目标是消费类产品。
+ 嵌入式片上系统(SoC): SoC 可以分为通用和专用 2 类。通用系列包括 Siemens 公司的
TriCore、Motorola 公司的 M-Core、某些 ARM 系列器件、Echelon 公司和 Motoro-la 公司联
合研制的 Neuron 芯片等。专用 SoC 一般专用于某个或某类系统中，不为一般用户所知。
7、现场总线有什么特点?常用的现场总线有几种类型?
现场总线（Field bus）是近年来迅速发展起来的一种工业数据总线，它主要解决工业现场
的智能化仪器仪表、控制器、执行机构等现场设备间的数字通信以及这些现场控制设备和高
级控制系统之间的信息传递问题。由于现场总线具有简单、可靠、经济实用等一系列突出的
优点，因而受到了许多标准团体和计算机厂商的高度重视。
它是一种工业数据总线，是自动化领域中底层数据通信网络。

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1、PROFIBUS:作为一种快速总线，被广泛应用于分布式外围组件(PROFIBUS-DP)。除了
PROFIBUS-DP 和 FMS 以外，Beckhoff 还支持驱动器通讯标准 PROFIBUS MC。过程现场
总线。
2、EtherCAT (Ethernet for Control Automation Technology):用于控制和自动化技术的
以太网)是一种用于工业自动化的实时以太网解决方案，性能优越，使用简便。
3、Lightbus:这种经过验证的 Beckhoff 光纤总线系统具有极为优秀的抗 EMI 性能，易于
安装，数据流快速、循环且具有确定性。
4、Interbus:易于配置，通讯快速而可靠。主/从系统的移位寄存器协议可提供高效循环通
讯。
5、CANopen:通过有效利用总线带宽，CANopen 可在即使相对较低的数据传输速率时也
能实现较短的系统响应时间。秉承了 CAN 的传统优点，例如数据安全性高且具备多主站能
力。
6、ControlNet:是一种开放式标准现场总线系统。该总线协议允许循环数据和非循环数据
通过总线同时进行交换，而两者之间互不影响。
7、SERCOS interface: SERCOS 最初作为用于驱动器的快速光纤总线系统研发。采用
Beckhoff SERCOS 总线耦合器，I/O 设备可以实现高速率数据传输和较短的循环时间。
8、Etherne: 以太网是办公环境中的主流标准。在 Beckhoff 以太网产品中，也秉承并发
扬了以太网的优点，例如数据传输速率高，与现有网络的简便集成以及广泛的服务和接口
等。

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9、PROFINET: 是一种由 PNO(PROFIBUS 用户组织)针对开放式工业以太网制定的标准：
国际上订立的一种针对通讯的 IT 标准(如 TCP/IP 协议)。
10、USB: 已成为 PC 技术的标准接口，具有传输速率高，拓扑结构灵活(通过集成集线器)
等特点，加上 Beckhoff USB 总线耦合器，在距离较短时，该系统可替代现场总线。
11、Modbus: 是一种基于主/从结构的开放式串行通讯协议。可非常轻松地在所有类型的
串行接口上实现，已被广泛接受。
12、RS232/RS485: RS232 和 RS485 是经典的串行接口，一直被广泛使用。Beckhoff
RS485/RS232 I/O 模块采用的是易于实现的简单串行通讯协议。
13、CC-Link (Control & Communication Link，控制与通信链路)是一种开放式总线系统，
用于控制级和现场总线级之间的通讯。应用方面主要以亚洲地区为主。
14、AS-Interface: 通过简单、经济的布线方法，连接传感器、执行器与上位控制层。AS
interface 已通过 EN 50295 和 IEC 62026-2 标准，在国际上实现了标准化。
15、LON: (Local Operating Network，局部操作网络)是一种能够进行多网络连接的通讯
系统，用于分布式应用。
16、EIB (European Installation Bus，欧洲安装总线)是一种用于楼宇布线的总线系统，
主要在欧洲得到广泛应用。
17、SNMP 简单网络管理协议。
18、QOS 服务质量，解决延时和阻塞的一种技术。
19、CAN 控制器局域网络 。

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20、MECHATROLINK:是一个用在工业自动化的开放式通讯协定 。
Mechatrolink 协定分为以下的二种：
MECHATROLINK-II—定义传送界面为 RS-485 时的通讯协定架构，最快速度为 10Mbit/s，
最多允许 30 个从站 [。
MECHATROLINK-III—定义传送界面为以太网时的通讯协定架构，最快速度为 100Mbit/s，
最多允许 62 个从站
什么是现场总线?现场总线控制系统与集散控制系统相比，有哪些优点?
现场总线控制系统(Fieldbus Control System,FCS)是分布控制系统(DCS) 的更新换代产品，
并且已经成为工业生产过程自动化领域中一个新的热点。现场总线技术是 20 世纪 90 年代兴
起的一种先进的工业控制技术，它将现今网络通信与管理的观念引入工业控制领域。下面小
编给大家介绍一下“现场总线控制系统与集散控制系统的区别”
1.接线方式。由于 DCS 基本上就是采集现场的模拟量信号，而且现场仪表采用的都是两
线制，然后在与控制室 I/O 卡件相接。FCS 它就把多台现场仪表都接在去控制室的两根总线
上。看起来相比 DCS 用线更少，安装简单，费用也降低，维护方便
2.功能方面，DCS 依赖它建立的控制站，可以说不完全是分散控制，但是 FCS 实际上它
的控制站却到了现场，因此在控制功能方面彻底分散。
3.通信方式不同。DCs 因为生产厂家不同，它的通讯协议也不一样，所以 DCS 不能互联。
但是 FCS 属于现场总线开放式互联网络，因此不同或者同层次网络或不同厂家的网络它们都
可以互联，而且网络数据也可以共享。

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4.安全性：FCS 可靠性高且维护量小，而且性能比 DCS 更加优越。
8、试说明以下通用技术术语含义。I/0、ISO、OSI、 TCP/IP、EPPROM、RS-232、RS-485、
IEEE488、A/D、D/A、PC-104、FTP、WWW、HTTP、MATLAB
+ I/O : 输入输出（input/output，I/O），读作“eye-oh”，描述的是在计算机上输入输出
数据的操作系统、程序或设备。一般的输入输出设备有打印机、硬盘、键盘和鼠标。实际上，
有些设备只有输入功能，如键盘和鼠标；有些设备只有输出功能，如打印机；还有些设备具
有输入输出 2 种功能，如硬盘、磁碟和可写性只读光盘（CD-ROM）。
+ ISO:标准是指由『 国际标准化组织 (International Organization for Standardization)，
ISO 』制订的标准。 国际标准化组织是一个由国家标准化机构组成的世界范围的联合会，现
有 140 个成员国。根据该组织章程，每一个国家只能有一个最有代表性的标准化团体作为其
成员，中国原国家质量技术监督局以 CSBTS 名义国参加 ISO 活动。
+ OSI: 参考模型的全称是开放系统互连参考模型，是由国际标准化组织 ISO 在 20 世纪
80 年代初提出来的。ISO 自从 1946 年成立以来，已经提出了多个标准，而 ISO/IEC 7498，这
个关于网络体系结构的标准定义了网络互连的基本参考模型。当时，网络界出现了以 IBM 的
SNA 为代表的若干个网络体系结构，这些体系结构的着眼点往往是各公司内部的网络连接，
没有统一的标准，因而它们之间很难互连起来。在这种情况下，ISO 提出了 OSI 参考模型，
它最大的特点是开放性。不同厂家的网络产品，只要遵照这个参考模型，就可以实现互连、
互操作和可移植性。也就是说，任何遵循 OSI 标准的系统，只要物理上连接起来，它们之间
都可以互相通信。
OSI 参考模型定义了开放系统的层次结构和各层所提供的服务。OSI 参考模型的一个成功
之处在于，它清晰地分开了服务、接口和协议这 3 个容易混淆的概念。服务描述了每一层的

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功能，接口定义了某层提供的服务如何被高层访问，而协议是每一层功能的实现方法。通过
区分这些抽象概念，OSI 参考模型将功能定义与实现细节区分开来，概括性高，使它具有普
遍的适应能力。
OSI 参考模型是具有 7 个层次的框架，自底向上的 7 个层次分别是物理层、数据链路层、
网络层、传输层、会话层、表示层和应用层。
+ TCP/IP: IP 指网际互连协议，Internet Protocol 的缩写，是 TCP/IP 体系中的网络层协议。
设计 IP 的目的是提高网络的可扩展性：一是解决互联网问题，实现大规模、异构网络的互联
互通；二是分割顶层网络应用和底层网络技术之间的耦合关系，以利于两者的独立发展。根
据端到端的设计原则，IP 只为主机提供一种无连接、不可靠的、尽力而为的数据包传输服
务。
+ EPPROM: EEPROM (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory)，电可擦
可编程只读存储器--一种掉电后数据不丢失的存储芯片。 EEPROM 可以在电脑上或专用设
备上擦除已有信息，重新编程。一般用在即插即用。
EPROM（Erasable Programmable ROM，可擦除可编程 ROM）芯片可重复擦除和写入，
解决了 PROM 芯片只能写入一次的弊端。EPROM 芯片有一个很明显的特征，在其正面的陶
瓷封装上，开有一个玻璃窗口，透过该窗口，可以看到其内部的集成电路，紫外线透过该孔
照射内部芯片就可以擦除其内的数据，完成芯片擦除的操作要用到 EPROM 擦除器。EPROM
内资料的写入要用专用的编程器，并且往芯片中写内容时必须要加一定的编程电压
（VPP=12—24V，随不同的芯片型号而定）。
+ RS-232:RS-232 标准接口（又称 EIA RS-232）是常用的串行通信接口标准之一，它是由
美国电子工业协会(Electronic Industry Association，EIA)联合贝尔系统公司、调制解调器厂

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家及计算机终端生产厂家于 1970 年共同制定，其全名是“数据终端设备( DTE)和数据通信设
备(DCE)之间串行二进制数据交换接口技术标准”。
+ RS-485: 典型的串行通讯标准是 RS232 和 RS485，它们定义了电压,阻抗等，但不对软
件协议给予定义。RS-485 总线标准规定了总线接口的电气特性标准即对于 2 个逻辑状态的定
义：正电平在+2V～+6V 之间，表示一个逻辑状态；负电平在-2V～-6V 之间，则表示另一个
逻辑状态；数字信号采用差分传输方式，能够有效减少噪声信号的干扰。
+ IEEE488:总线是并行总线接口标准。IEEE-488 总线用来连接系统，如微计算机、数字
电压表、数码显示器等设备及其他仪器仪表均可用 IEEE-488 总线装配起来。它按照位并行、
字节串行双向异步方式传输信号，连接方式为总线方式，仪器设备直接并联于总线上而不需
中介单元，但总线上最多可连接 15 台设备。最大传输距离为 20 米，信号传输速度一般为
500KB/s，最大传输速度为 1MB/s。
+ A/D: Analog/Digital 模拟/数字
+ D/A: Digital/Analog 数字/模拟
+ FTP: 文件传输协议（File Transfer Protocol，FTP）是用于在网络上进行文件传输的一
套标准协议，它工作在 OSI 模型的第七层， TCP 模型的第四层， 即应用层， 使用 TCP
传输而不是 UDP， 客户在和服务器建立连接前要经过一个“三次握手”的过程， 保证客户
与服务器之间的连接是可靠的， 而且是面向连接， 为数据传输提供可靠保证。
+ WWW: 是环球信息网(World Wide Web )的缩写，也可以简称为 Web，中文名字为“万
维网”。另外，www 也是世界气象监视网的英文简称。
+ HTTP: 全称为 Hyper Text Transfer Protocol，被译为超文本传输协议，是互联网上应
用最为广泛的—种网络协议。

16. 16
**HTTP 协议是在 Web 上进行数据交换的基础，是一种“客户端-服务器端”协议。**也就是说，
请求通常是由像刘览器这样的接受方发起的。一个完整的 Web 文档通常是由不同的子文档
拼接而成的，像是文本、布局描述、图片、视频、脚本等等。
+ MATLAB:是美国 MathWorks 公司出品的商业数学软件，用于数据分析、无线通信、深
度学习、图像处理与计算机视觉、信号处理、量化金融与风险管理、机器人，控制系统等领
域。
MATLAB 是 matrix&laboratory 两个词的组合，意为矩阵工厂（矩阵实验室），软件主要
面对科学计算、可视化以及交互式程序设计的高科技计算环境。它将数值分析、矩阵计算、
科学数据可视化以及非线性动态系统的建模和仿真等诸多强大功能集成在一个易于使用的视
窗环境中，为科学研究、工程设计以及必须进行有效数值计算的众多科学领域提供了一种全
面的解决方案，并在很大程度上摆脱了传统非交互式程序设计语言（如 C、Fortran）的编辑
模式。
MATLAB 和 Mathematica、Maple 并称为三大数学软件。它在数学类科技应用软件中在数
值计算方面首屈一指。行矩阵运算、绘制函数和数据、实现算法、创建用户界面、连接其他
编程语言的程序等。MATLAB 的基本数据单位是矩阵，它的指令表达式与数学、工程中常用
的形式十分相似，故用 MATLAB 来解算问题要比用 C，FORTRAN 等语言完成相同的事情简
捷得多，并且 MATLAB 也吸收了像 Maple 等软件的优点，使 MATLAB 成为一个强大的数学
软件。在新的版本中也加入了对 C，FORTRAN，C++，JAVA 的支持。
9、数据采集卡的选择需要注意哪些问题?

17. 17
数据采集卡又叫数字化仪，是把传感器和其它待测设备等模拟和数字被测单元中自动采
非电量或者电量信号，通过模数转换，再把数字信号送到上位机中进行分析，处理（像成
像）。数据采集系统是结合基于计算机或者其他测试平台的测量软硬件产品来实现灵活的、
用户自定义的测量系统。数据采集卡是一种软件和硬件结合的产品，终都要与计算机实现通
信，是一种实现数据采集(DAQ)功能的计算机扩展卡，可以通过 USB、PXI、PXIe、PCI、PCI
Express、VME、PCMCIA、ISA、Compact Flash、485、232、以太网、各种无线网络等总线
接入个人计算机或工业计算机。数据采集卡由于是一个软硬件结合的产品，产品比较复杂，
涉及到的参数也比较多，下面列出 10 个重要参数，以及这些参数小编的理解。
1、带宽：
由信号频谱图可以观察到一个信号所包含的频率成分。把一个信号所包含谐波的 Zui 高
频率与低频率之差，即该信号所拥有的频率范围，定义为该信号的带宽。因此可以说，信号
的频率变化范围越大，信号的带宽就越宽。带宽通常指功率谱密度的 Zui 高点下降到 1/2 时
界定的频率范围，又叫 3dB 带宽。
2、采样速率：
采样率就是数字采集卡/示波器模数转换器（ADC）将输入信号数字化的时钟速率，每
个数据采集卡都有内部晶振，晶振是按固定频率振动的，采样率的调整是数据采集卡内部电
路调节的结果。需要强调的是，采样率和带宽没有直接的关系。
数字化仪的实时采样率=3?4 倍数字采集卡的带宽
3、采样模式：
采样模式主要有实时采样和等效时间采样（ETS）两种。
实时采样特别适合频率范围不到示波器大采样率(数字示波器在对信号波形进行数字化
时，单位时间内采集数据的次数就是采样率。)一半的信号（即满足采样条件：采样信号频

18. 18
率>=2 被测量信号）。在这种情况下，示波器可以在波形的一次“扫描”中采集远远足够的样
点，构建准确的图像，实时采样是使用数字示波器捕获快速信号、单次信号、瞬态信号的唯
1 方式。
等效采样可以使用低于原始信号两倍频率的采样频率不失真的采样并还原原始信号，适
合于对高频周期信号的采样和分析。如在测量高频信号时，示波器可能不能在一次扫描中搜
集足够的样点。可以使用等效时间采样，准确地采集频率超过采集率/2.5 的信号。等效时间
采样通过从每次重复中捕获少量信息，构建重复信号的图像，如下图所示，波形缓慢构建，
象一串灯一样，一个接一个地亮起。示波器可以准确地捕获频率成分远远高于示波器采样率
的信号。
等效采样的基本原理是把高频、快速信号变成低频、慢速重复信号进行采集。为了达到
低速采样还原高频信号的目的，要求被测信号一定是周期变化的，如果将每个采样点安排在
不同信号周期内，而不是在同一个周期的话，就可以大大降低采样频率。后通过数学方法再
将多个周期内的采样点还原到一个周期内，重构被测信号。
4、分辨率和动态范围：
数字示波器和数字化仪都通过 ADC 将模拟信号转换为数字信号。ADC 芯片有一个重要
指标，就是比特数又叫垂直精度，一般是 8bit、16bit、24bit，比特数就是数字化仪的分辨率。
对于任意给定的输入范围，以数字方式表示信号的可能离散电平点数为 2 的 8 次方，2 的 16
次方，或者 2 的 24 次方，其中 8，16，24 就是数字化仪的分辨率。当输入范围分成 N
（8,16,24 等）级时，数字化仪可检测的小可能电压就表示为。例如，一个 8 位数字化仪把 10
Vpp 的输入范围分为 2 的 8 次方=256 级，每级 39 毫伏，而 24 位的数字化仪则将相同的
10Vpp输入范围分为2的24 次方= 16,777,216 级，每级596 nV（比8位数字化仪约小65,000
倍）。使用高分辨率的数字化仪一般是用来测试小信号的，低分辨率的数字化仪一般用来测

19. 19
试大信号，具体应用很多是需要中和考虑的。毕竟采集卡采样率越高，精度越高，价格也越
贵。
数字示波器通常都是 8 位分辨率的 ADC，这对大多数应用是足够的，但对于微小信号
检测，精确的频谱分析是远远不够的。
5、信号输入模式：
信号输入模式有两种，一种是单端输入模式，一种是差分输入模式，具体比较见下列
表。
6、触发：
通常情况下，示波器和数字化仪用于基于特定事件的信号采集。仪器的触发功能目的是
采集你想要的信号，不采集无用的信号，采集的信号越多，数据也就越大，对数据保存、传
输和处理都是一个挑战，重要的是，用户所关心的信号大多数是整个信号的很小一部分。
触发主要有两种：软件触发和硬件触发。
软件触发：及通过软件控制开始和结束。硬件触发：是通过对外部信号的判断，像上升
沿、下降沿、高电平、低电平等触发，从而实现对采集卡的触发。
7、板载内存：
板载内存，也就是数字化仪/数据采集卡的存储大小。信号数字化之后，数据只能通过
传输或者保存，很多时候，受总线带宽的限制，数据没法实时传输，只能先保存到数字化仪
和数据采集卡中。板载内存还有一个功能是有利于板载计算，像板载计算模块 FPGA 也能有
一定内存，但一般是 KB 级别的，对于大多数应用是不够的，但如果有板载内存，这个 FPGA
计算可以扩展是 GB 级别，为很多需要用到板载实时处理的应用需求提供了可能。
8、通道数：

20. 20
通道数就是能采集信号的通道个数，这个比较好理解。但需要注意的是，示波器或数字
采集卡等有很多通道，但并不是每个通道都是采集信号用的，还有触发通道、时钟通道，数
字 IO 通道等。一般示波器 2 到 4 个通道，数据采集卡通道数可以比较多，多的可达几十甚至
几百个通道。
9、同步：
几乎所有的自动化测试和许多台式应用都会需要同步，如示波器、信号发生器、激光器、
开关、电机等等。同步分两种，内部同步和外部同步。
内部同步是通过总线，内部时钟等同步，像 PXI、PXIe 总线就自带同步功能，另外，也
可以通过一个数据采集模块内部时钟作为主时钟，分发给其它模块来实现同步。
外部同步，是共用一个触发源和时钟源来同步，采集设备都能接收外部触发和外部时钟，
如果共用同一个源，这样也能实现同步。
10、软件：
一般示波器或数据采集卡厂家都有自己也软件界面，可以直接使用，适合普通测试应
用。
10、什么是智能仪器?智能仪器有哪些集成方面的特点?
智能仪器是指测量仪器内部嵌有微处理器或单片机，和一般硬件仪器相比，最大不同是
有了存储记忆能力，能进行逻辑判断。它有如下几个特点：
+可以提高仪表的测量精度；
+具备自动调零、自动改变量程、自动修正误差、自动较准等功能，通过这些功能提高
仪表的准确度；
+可以通过键盘，灵活地改变仪表功能，做到一表多用，而无需改变硬件连接；
+可以将间接测量转化为直读方式（执行运算程序），无需人工计算；

21. 21
+可以通过接口、总线进行仪器间的数据通信，根据运算结果实行对应的控制操作，提
高自动化水平，减轻值班人员劳动强度
11、基于虚拟仪器技术的机电系统集成最关键的技术是什么?
关键技术主要包括:系统总体技术、机械技术、传感器检测技术、计算机与信息技术自
动控制技术及伺服传动技术。
1.系统总体技术:基于系统总线技术使机电一体化系统高度集
成化、信息化、可靠性及实时性得到保证。机电一体化系统的多功能、高精度、高效能
要求 和多技术领域交叉特点,使系统本身和开发设计变得复杂,系统总体性能不仅与各构成要
素 功能、精度、性能相关,还与各构成要素之间的相互协调和融合相关。系统总体技术即以
整 体为概念,组织应用各相关技术、从全局和系统目标出发,将总体分解成相互关联的若干功
能单元,通过协调和组织各个组成单元的技术方案, 并找出最优总体技术方案。
2.机械技术:
是机电一体化基础,实现结构、材料、性能的要求。主要包括:机械设计,机构学,材料, 工
艺等技术机械技术是机电一体化的基础,通过现代设计理论和方法,运用计算机设计、有 限元
分析和制造等技术,实现现代机械系统设计和制造。
3.传感器和检测技术:传感器装置
是系统的感受器,是系统实现控制,检测,调节的关键部件,主要包括:传感器技术,物理, 信息
检测与处理,数字信号处理技术等。传感检测装置是系统的受感器,是机电一体化系统 达到更
高水平的保证。
4.计算机与信息技术:通过采集,处理,分析机电一体化各种参数和
状态,实现对机电一体化系统的检测,控制和智能决策。主要包括:计算机技术,人工智能 技
术,软件技术,微电子技术,硬件技术,电子技术、网络与通信技术等。在机电一体化系 统中,与

22. 22
各种参数和状态以及自动控制有关的信息输入、交换识别、存取运算、判断及决策 均属于
该技术领域。机电一体化系统的计算机与信息处理装置是系统的核心。它是控制和指 挥整
个系统运行,了解各个部件和环境状态的核心。
自动控制技术:控制技术是在无人直接参与的情况下,通过控制器实现被控对象或过程自
动按规律运行。主要技术包括:系统建 模,控制系统设计理论和方法,系统仿真。自动控制作
为机一体化系统中重要支撑技术,是 其核心组成部分。控制技术是机电一体化系统在无人直
接参与的环境下,通过控制器完成预 定控制目标的技术保证。
6.伺服传动技术:主要是指机电一体化系统在执行元件的驱动装置
设计技术,伺服装置包括电动,气动及液压等,是实现电信号到机械动作的转换装置。对系
统的动态性能、控制质量和功能有决定性的影响。作为机电一体化系统的主要执行部件,担
负着机电一体化系统的最终功能实现,是实现电信号到机械动作的转换和控制装置和部件。
伺服驱动系统包括:电气、气动、液压各种类型的传动装置。
12、试利用 MATLAB/SIMULINK 仿真平台对一种实际系统进行仿真。
“矩阵变频器馈送三相感应电机的直接转矩控制”
Direct Torque Control using Matrix Converters
The Direct Torque Control (DTC) is a high-dynamic and high performance control technique
for induction motor drives which has been developed in the last two decades as possible alternative
solution to DC servo drives.
In direct-torque-controlled adjustable speed drives the motor flux and the electromagnetic torque
are the reference quantities which are directly controlled by the applied inverter voltage vector. At
any cycle period, accordingly to the position of the motor flux space vector and the output signals of
a flux and a torque hysteresis comparators the most opportune inverter switching state is selected.
The main advantages of the basic DTC scheme are:
The simplicity, as no coordinate trasformation is required;
The high dynamic;
The robustness;
The sensorless operation;

23. 23
DTC has also some disadvantages, as the difficulty to control the torque and the flux at very
low speed, the higher current and torque ripple which imply higher machine losses and noise, the
inherent variable switching frequency, the lack of direct current control. A general block diagram of
DTC scheme is represented in Fig. 1.
Fig. 1.Basic DTC block diagram.
It is evident by the diode rectifier that the AC drive shown in Fig.1 does not have bidirectional
energy flow capability. This limit might be overcome by a traditional inverter backto-back
arrangement but it might be also solved in a more elegant and effective way by using a matrix
converter. The matrix converter would allow, in addition to a straight-forward bidirectional energy
flow, sinusoidal input currents and the control capability of the input power factor, as consequence
of its higher number of switching state configurations compared to traditional voltage source
inverter (VSI).
After a short introduction to the direct torque control scheme of induction machines, it is
presented a control method for matrix converters which allows, under the constraint of unity input
power factor, the generation of the voltage vectors required to implement DTC.
The performance of the proposed control method are analyzed and discussed on the basis of
realistic numerical simulations as well as experimental tests of the whole drive system . The control
method has been implemented on a matrix converter adjustable speed drive prototype with the
Institute of Energy Technology at the University of Aalborg, Denmark.
1. Direct Torque Control of induction machines
The induction motor stator winding the following equation in terms of space vectors can be
written with reference to a stator frame:
(1.1)
where s
v

and s
i

are the stator voltage and current space vectors respectively. If it is assumed,
for simplicity, to neglect the voltage drop on the stator resistance Rs and to consider a short finite
time t , representing the control cycle period, equation (1.1) reduces to the following equation
(1.2)
Some remarks can be made with regard to equation (1.2)
dt
d
i
R
v s
s
s
s






t
vs
s 




.


24. 24
Fig.2. Schematic circuit of a voltage source inverter and relevant
switching configurations voltage vectors
First, it shows that the applied inverter voltage vector, s
k v
v


 , directly impresses the
stator flux space vector. This means that the required stator flux vector locus will be obtained by
using the opportune inverter output voltage vectors and hence inverter configurations.
Second, equation (1.2) shows that the stator flux space vector moves by the discrete amount

 s
 in the direction of the voltage vector applied by the inverter. The amplitude of the variation
depends on the DC link voltage, by way of equation:
(1.3)
(1.3) gives the general expression for a VSI voltage vector, where UDC is the DC link voltage. For a
given DC link voltage level, setting the control cycle period t the minimum stator flux vector
variation

 s
 is defined.
The control quantities through which the DTC tracks the reference flux and torque are the
radial

 sr
 and the tangential

 st
 components of the stator flux variation

 s

impressed by the inverter voltage vector applied to the motor. The expression of the stator flux
vector variation

 s
 in terms of its radial and tangential components is given by:
(1.4)













 t
r st
sr
st
sr
s .
. 





25. 25
Substituting equation (1.2) in equation (1.4) the following is obtained:
(1.5)
Equation (1.5) explicitly states that the decoupled control of the stator flux and the
electromagnetic torque can be carried out by way of the selection of the opportune inverter voltage
vector, and hence switching configuration. It is worth noting that due to the fixed direction of the
inverter voltage vectors and to the rotating motion of the stator flux vector

s
 in the d-q stator
frame, for each inverter voltage vector the amplitude of its radial and tangential components will be
variable within a sector.
At each cycle period, hereinafter indicated by tC, the selection of the proper inverter voltage
vector is made in order to maintain the estimated torque and stator flux within the limits of two
hysteresis bands. More precisely, the vector choice is made on the basis of the position of the stator
flux vector and the instantaneous errors in torque and stator flux magnitude.
As an example, considering the stator flux vector laying in sector , as shown in Fig.2, the
voltage vectors

2
V and

6
V can be selected in order to increase the flux while

3
V and

5
V can
be applied to decrease the flux. Among these,

2
V and

3
V determine a torque increase, while

5
V and

6
V a torque decrease. The zero voltage vectors are selected when the output of the torque
comparator is zero, irrespective to the stator flux condition. Using the basic switching table given in
Table I it is possible to implement DTC scheme having good performance.
Table I
Basic DTC inverter configuration selection table.
It should be noted that Table I is not the only possible DTC switching table. In general,
modified switching table have been proposed in literature with the intention to improve the
performance of the DTC scheme at very low and very high rotor speed.
2. Matrix Converter space vector representation
The proposed control method relies on a space vector representation of the matrix converter
switching configurations. This control method make use of the active and zero configurations only,
t
t
v
r
v
t
v
t
r st
sr
s
st
sr 












).
.
.
(
.
.
. 


26. 26
which are quoted in Table II. In Table II the output line-to-neutral voltage space vector

0
e is
considered.
For the output line-to-neutral voltage vector

0
e and the matrix converter input current vector

i
i the following expressions hold.
(1.6)
(1.7)
Table II
Switching configurations of the matrix converter used in the proposed DTC control scheme.
In Fig.3 and Fig.4 the output line-to-neutral voltage and the input current vectors for the active
configurations are respectively shown.
)
(
0
3
4
3
2
0
)
(
.
.
3
2 t
j
oC
i
oB
i
oA
o e
t
e
e
e
e
e
e
e 













)
(
3
4
3
2
)
(
.
.
3
2 t
j
i
ic
i
ib
i
ia
i
i
e
t
i
i
e
i
e
i
i 














27. 27
Fig.3.Output voltage vectors for active Fig.4.Input current vectors for active
configurations and reference output configurations and reference input
voltage vector. current vector.
3. The use of matrix converter in DTC
In the same way as for matrix converter space vector modulated control method, the reference
control quantities are the output voltage vector and the input current vector phase displacement with
respect to the input line-to-neutral voltage vector. But the choice of the switching configuration to
apply is made on a totally different basis.
The control of the output voltage is based on the classical DTC scheme described in Fig 1. As a
consequence, at each cycle period the optimum vector, among the eight generated by a VSI, is
selected in switching Table I accordingly to the position of the stator flux vector and the output
signals C and CT of the stator flux and torque hysteresis comparators. In Fig.5 and Fig.6 the
two-level stator flux and the three-level electromagnetic torque hysteresis comparators are
respectively shown. Once the classical DTC control scheme has selected the optimum vector to be
applied to the machine, it is a matter of determining the correspondent matrix converter switching
configuration. If it is assume, for example, that the VSI output vector

1
V has been chosen,
looking at Table II and Figs.2 and Figs.3, it can be seen that matrix converter can generate the same
vector by means of the switching configurations 1, 2, 3. But not all of them can be usefully
employed to provide vector

1
V .
Fig.5.Two-level stator flux hysteresis Fig.6.Three-level torque hysteresis
comparator. comparator.

28. 28
In fact, at any instant, the magnitude and the direction of their corresponding output voltage
vectors depend on the position of the input line-to-neutral voltage vector

i
e . Among the 6 vectors,
those having the same direction of

1
V and the maximum magnitude are considered.
If it is assume, for example, that vector

i
e is in sector , the switching configurations to be
used are +1 and –3. In fact, looking at Fig.7 and Table II it can be seen that within sector these
two switching configurations are those which complies with the above mentioned selection
criteria.
It has been verified that, whatever is the sector which the vector

i
e is in, the matrix converter
makes always available two switching configurations for each VSI output vector chosen by the
classical DTC scheme.
Fig.7.Representation of the input line-to-line voltages in the time
domain for sector  of the input line-to-neutral voltage vector.
Such redundancy gives the opportunity to control a further variable in addition to the stator flux
and the electromagnetic torque. In the proposed control method the average value of the sine of the
displacement angle i between the input current vector and the corresponding input line-to-neutral
voltage vector has been chosen as third variable. This variable will be indicated by sin i.
If the constraint to comply with is an unity input power factor, such aim can be achieved
keeping the value of sin ito zero. The variable sin iis directly controlled by the hysteresis
comparator shown in Fig.8. The average value of sin i is obtained applying a low pass filter to its
instantaneous estimated value.
Fig.8. Hysteresis comparator of the sin ivalue.

29. 29
The control of the input power factor is possible because the input current vector for switching
configurations +1 and –3 have different directions, as it can be seen from Table II and shown in
Fig.9.
Fig.9. Representation of an unity control of the input power factor.
Keep going with the previous example, it is assumed by Fig.9. that the reference input
displacement angle is set to zero. As a consequence the reference value of sin iis also set to zero,
sin i* 0 .
Now, if the estimated value of sin iis positive, C= +1, which means that the input current
vector

i
i is lagging the voltage vector

i
e , then the configuration –3 has to be applied.
On the contrary, if the estimated value of sin iis negative, C= -1, which means that the
input current vector

i
i is leading the voltage vector

i
e , the configuration +1 has to be applied.
The switching table based on these principles is shown in Table III.
Table III
Matrix Converter Switching Table for DTC control.
The first column on the left hand side contains the voltage vectors selected by the basic DTC
scheme in order to keep the stator flux and torque within the limits of the corresponding hysteresis
bands.
The other six bold columns, are related to the sector of the matrix converter input current vector

i
i . Depending on the output value of the C hysteresis comparator, the left or the right column has

30. 30
to be used in selecting the switching configuration of the matrix converter. When a zero voltage
vector is required from Table I, the zero configuration of the matrix converter which minimizes the
number of commutations is selected.
The output of the hysteresis regulator C, together with the sector number of the input
current vector and the voltage vector required by the DTC, are the input to the matrix converter
switching configuration selection algorithm represented by Table III. It is worth noting that in [19]
the sectors were related the input line-to-neutral voltage vector

i
e . The matrix converter
switching configurations selected on the basis of the ei or

i
i vectors sector are identical only in
the case of unity input power factor. In the case of an input power factor different from unity, for a
proper control of the matrix converter input current, the switching configuration selection has to be
referred to the sector of the

i
i vector.
But likewise to the space vector modulated matrix converter, if the input power factor is
controlled to be less than unity, a reduction in the voltage transfer ratio is the result, which in the
DTC application turns into a reduction of the dynamic performance of the drive. In Fig.5.11 it is
shown the block diagram of the proposed DTC control scheme for the matrix converter.
Fig.10.Block diagram of the proposed DTC scheme for matrix converter.
With reference to Fig.10, in the lower part of the diagram the estimators of the electromagnetic
torque, the stator flux and the average value of sin i are represented. It is evident that these
estimators require the knowledge of input and output voltages and currents. However, only the input
voltages and the output currents are measured in each cycle period, because the other quantities can
be calculated on the basis of the actual switching configuration of the matrix converter which is
known.

31. 31
4. Numerical simulations and experimental tests of a Matrix-DTC drive system
The test machine was a standard: Nominal power = 2238(VA), voltage (line-line) = 220 (V),
and frequency - 60 (Hz), Stator resistance and inductance: Rs = 0.435 (ohm) Lls = 2e-3 (H), Rotor
resistance and inductance: Rr'= 0.816 (ohm ) Llr' = 2e-3 (H), Mutual inductance: Lm = 69.31e-3
(H), Inertia: J = 0.089 (kg.m^2) , friction factor: F = 0.005 (N.m.s), pole pairs: p = 2
Fig.11.Block simulation of DTC method for matrix inverter, speed control loop using PI set.
.
4.1 Asynchronous motor
Use asynchronous motor model available in Simulink. This is the standard form of motor and is
almost the most realistic.
Figure 12. Three-phase asynchronous motor model
4.2 CLARKE conversion block (abc => αβ)
- CLARKE conversion allows conversion of signals from 3 phases to 2 phases
- The basic formula for this conversion is: c
b
a 


3
1
3
2
 (1.8)
c
b 

3
1
 (1.9)

32. 32
Figure 13. CLARKE conversion block
- If the three-phase signal is perfectly symmetrical: 0


 c
b
a . Therefore CLARKE
converters have a different formula based only on 2 elements of the input signal:
a

 (1.10)
Figure 14. Clarke conversion description
(1.11)
4.3. Magnetic flux control ring and torque
- Parameter table provided for controlling magnetic flux and torque:
Figure 15. Parameter picker for DTC block
)
2
(
3
1
b
a 



33. 33
4.4. Estimate flux and moment
During programming, the estimated flux value is calculated using the first-order inertia step
(essentially a low-pass filter). In the simulation, the magnetic flux is calculated based on the
Discrete-TimeIntegrator.
Figure 16. The block estimates the flux and torque
4.5. Comparison blocks have created late
Figure 17. Block for comparing flux and torque
4.6. The block determines the sector of the space vector
Figure 18. The block determines the sector of the space vector
In DTC method for matrix inverter, we need to determine the sector of input voltage vector
and stator magnetic flux vector. To determine the sector by this method, we need to calculate the
three-phase components a, b, c of vector.

34. 34
The grayed out sectors are those that represent the positive values of the components a, b, and c,
respectively. The sector definition table is summarized as follows. Logical level 1 corresponds to
positive values and logic 0 corresponds to negative values.
Figure 19. Simple sector identification method
4.7. The block defines the key configuration for the DTC matrix
Figure 20. The block defines the key configuration for the DTC matrix
4.8. The block defines the switching configuration for the basic DTC
Figure 21. Blocks define vector VSI
4.9. Speed control ring with fixed PI set
Figure 22. PI speed control unit
4.10. Simulation results for Matrix inverter application in DTC method with speed
feedback loop using normal PI set
With the simulation diagram designed as above, the 3-phase voltage source 220V / 50Hz,
the output frequency requires 25Hz we have some simulation results:

35. 35
 Load current:
Figure 23. Simulation results for load current
 Load voltage:
Figure 24. Transmissin line voltage Vab
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
-1.5
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
2
: iA
: iB
: iC
Time (Sec)
Ampe
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-600
-400
-200
0
200
400
600
Voltage
(V)
Time (Sec)
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-600
-400
-200
0
200
400
600
Time (Sec)
0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1
-600
-400
-200
0
200
400
600
Time (Sec)

36. 36
 Current stator:
 Moment motor:
Comment: We see the moment when the pulse phenomenon. However, the engine is
essentially a low pass filter with a large L, so the motor operates with a pulsating moment without
causing damage.
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
-1
-0.5
0
0.5
1
1.5
2
Figure 25. Response motor stator
: Current stator
Time (Sec)
Figure 26: Response motor moment
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
-0.05
0
0.05
0.1
0.15
0.2
0.25
0.3
: Moment hoi tiep
: Moment dat
Time (Sec)
Moment
(Nm)

37. 37
 Speed response:
Describe the activities of the model (Figure 27)
+ At time t = 0, the engine set speed is 1000 rpm. According to the figures, the speed of response
is gradually increasing according to the set speed ramp function.
+ At time t = 0.5s (after the speed has reached the set state), the rated load torque of 0.13 Nm is
applied to the motor. Meanwhile, the engine speed has decreased slightly.
+ At the time t = 1s, the set speed is 500 rpm. The engine speed therefore decreases with a slope
of about 500 rpm.
+ At time t = 1.5s, the rated load torque of 0.22 Nm is applied to the engine. Meanwhile, the
engine speed has decreased slightly.
 Zooming in to meet the speed of the motor at two times of loading can clearly see the effect
of the PI.
4.11 Conclusion
The main advantages of the DTC method are:
o Simple, no need for coordinated conversion blocks.
o High flexibility.
o Durable and accurate control.
o No need to use direct flux measurement sensor.
Combined with the advantages of matrix inverter. In this chapter, the author has built a model
of speed control asynchronous motor of three-phase rotor squirrel cage application matrix inverter
in DTC method with speed feedback loop using ordinary PI set. The results show that the feedback
speed is relatively tight compared to the set speed of the engine. Moment of motor moment of pulse
phenomenon. However, the engine is essentially a low pass filter with a large L, so the motor
operates with a pulsating moment without causing damage.
0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2
-200
0
200
400
600
800
1000
1200
Hình 27. Response motor speed
: Feedback speed
Speed
(RPM)
Time (Sec)
While there
moment of
loading
: Set speed

38. 38
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