1. Cours d’Electronique Analogique
ENSPS - 1ière année. Année universitaire : 2003/2004
Thomas Heiser
Laboratoire PHASE-CNRS
(Physique et Applications des Semiconducteurs)
Campus Cronenbourg
tel: 03 88 10 62 33
mail: heiser@phase.c-strasbourg.fr
http://www-phase.c-strasbourg.fr/~heiser/EA2004/
1

2. Contenu du cours
1. Quelques rappels utiles
2. Les Diodes
3. Applications des diodes
4. Le Transistor bipolaire
5. Les Transistors à effet de champ
6. Rétroaction et amplificateur opérationnel
Bibliographie
☛ Traité de l ’électronique analogique et numérique (Vol.1), Paul Horowitz & Winfield Hill, Elektor,1996
☛ Principes d’électronique, Alberto P. Malvino, McGraw-Hill, 1991
☛ Electronique: composants et systèmes d'application, Thomas L. Floyd, Dunod, 2000
☛Microélectronique, Jacob Millman, Arvin Grabel, Ediscience International, 1994
2

3. 1. Les bases
I
1.1 Composants linéaires et loi d’Ohm … :
I
• Résistance électrique = composant linéaire :
V V R
V=RI loi d’Ohm
✎ Le ”modèle linéaire” ne décrit le comportement réel du composant que dans un “domaine de
fonctionnement (linéaire)” fini.
• Généralisation aux circuits en “régime harmonique” (variation sinusoïdale des tensions et courants) :
V (ω ) = Z (ω )⋅ I (ω )
C L
composant linéaire :
“impédance” : Z (ω ) =
1 Z (ω ) = jLω
jCω
3

4. 1.2 Source de tension, source de courant :
1.2.1 Sources idéales :
I I
source de courant Io
Io V charge
idéale :
V
→ le courant fourni par la source est indépendant de la charge
I
source de V
Vo
tension idéale : Vo V charge
I
→ la tension aux bornes de la source est indépendante de la charge
4

5. 1.2.2 Sources réelles : domaine de fonctionnement linéaire
ou “domaine de linéarité”
I
source de courant Io ↔ schéma
réelle : équivalent
V
→ Le domaine de linéarité défini la “plage de fonctionnement” du composant en tant que source de
courant
Schéma équivalent: hyp : V∈domaine de linéarité
I
V
→ I = Io −
Ri
Io Ri V charge
⇒ I ≅ cst = I o
V 
tant que I >> courant dans la résistance interne  
R 
Ri = “résistance interne”  i
(Gi = 1/Ri = conductance interne)
source de “courant”↔ Ri >> V/I = Ze = “impédance d’entrée” de la charge.
5

6. domaine de linéarité
source de tension I
réelle : V
Vo ↔ schéma
Vo V charge
équivalent
I
Schéma équivalent:
hyp : V∈domaine de linéarité
I
→ V = Vo − Ri I
Ri
Vo V charge ⇒ V ≅ cst = Vo
tant que la chute de potentiel aux bornes de Ri est faible
devant V (Ri I << V )
source de “tension” ↔ Ri << Ze
6

7. Transformation de schéma :
“vu” de
en fait... Ri la avec
charge
V
Vo ≡ Io
I o = o = “courant de court-circuit”
Ri (charge remplacée par un
Ri court-circuit)
[Vo = tension en “circuit ouvert” du dipôle]
V Vo V
puisque I = Io − = − → V = Vo − Ri I
Ri Ri Ri
➨ selon la valeur de Ze/Ri on parle de source de tension (Ze>>Ri) ou source de courant (Ze<<Ri)
Sources liées Lorsque la tension (ou le courant) délivrée par une source dépend de la
tension aux bornes d’un des composants du circuit ou du courant le
parcourant, la source est dite “liée”. Vous verrez des exemples de sources
liées dans le cas des transistors.
7

8. 1.3 Théorème de Thévenin :
☛ Tout circuit à deux bornes (ou dipôle) linéaire, constitué de résistances, de sources de tension et
de sources de courant est équivalent à une résistance unique RTh en série avec une source de tension
idéale Vth.
A
I Rth
I A
V ≡ Vth
V
= “générateur de Thévenin”
B
B
!
Calcul de Vth: Vth = V (circuit ouvert )
! Vth V (circuit ouvert )
Calcul de Rth: Rth = =
I (court - circuit ) I (court - circuit )
ou Rth = R AB en absence des tensions et courants fournies par les sources non-liées.
[remplacement des sources de tension non-liées par un fil (Vo=0), et
des sources de courant non-liées par un circuit ouvert (Io=0)]
8

9. Mesure de Rth :
s Au multimètre : exceptionnel… puisqu’il faut remplacer toutes sources non-liées par des court-
circuits ou des circuits ouverts tout en s’assurant que le domaine de linéarité s’étend jusqu’à
V=0V.
s A partir de la mesure de V(I) :
V
Vth
pente = - Rth
Vth mesures
2
générateur équivalent de Thévenin
I
V !
= Rcharge = Rth ↔ méthode de “division moitié”
I V =Vth
2
☛ En régime harmonique le théorème de Thévenin se généralise aux impédances complexes.
☛ “Générateur de Norton” = source de courant équivalente au générateur de Thévenin
☛ Rth= “impédance de sortie” du montage.
9

10. 2. Les Diodes
2.1 Définition Id Id
s Caractéristique courant- Vd
tension d’une diode idéale : sous polarisation “directe”
(Vd≥0), la diode = court-circuit
(i.e. conducteur parfait)
Vd
sous polarisation “inverse” (Vd<0)
la diode = circuit ouvert
☛ Ce type de composant est utile pour réaliser des fonctions électroniques telles que le
redressement d’une tension, la mise en forme des signaux (écrêtage, …).
☛La diode (même idéale) est un composant non-linéaire
☛ Aujourd’hui la majorité des diodes sont faites à partir de matériaux semiconducteurs
(jonction PN ou diode Schottky, cf cours Capteurs 1A et Option: Physique des dispositifs
électrique 2A)
10

11. 2.2 Caractéristiques d’une diode réelle à base de Silicium
hyp: régime statique
(tension et courant Id
indépendants du
140
temps) comportement linéaire
100
60
20
Is
-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5
Vo
1 Vd
s Pour Vd <0, la diode se comporte comme un bon isolant : Is ~ 1 pA - 1µA ,
➥ la diode est dite “bloquée”
➥ dans ce domaine son comportement est approximativement linéaire
➥ le courant “inverse”, Is , augmente avec la température
s Pour Vd >> ~0.7, le courant augmente rapidement avec une variation à peu près linéaire
➥ la diode est dite “passante”
➥ mais Id n’est pas proportionnel à Vd (il existe une “tension seuil”~ Vo)
11

12. Id
140
100
60
20
-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5
Vo
1 Vd
s Zone « du coude » : Vd ∈[0,~ Vo] : augmentation exponentielle du courant
  ηV   avec 1≤η≤ 2 (facteur “d’idéalité”)

I d ≅ I s exp d  − 1

  VT   VT = k • T/e
k = 1,38 10-23 J/K= constante de Boltzmann
e= 1.6 10-19Coulomb, T la température en °Kelvin
Is = courant inverse
➥ le comportement est fortement non-linéaire
➥ forte variation avec la température
☛ VT (300K) = 26 mV
12

13. Limites de fonctionnement :
s Zone de claquage inverse Id
Ordre de grandeur :
VdId=Pmax
Vmax = quelques dizaines de Volts Vmax
Vo Vd
✎ peut conduire à la destruction pour une
diode non conçue pour fonctionner dans
cette zone.
✎ Vmax = « P.I. V » (Peak Inverse Voltage) ou claquage par effet
« P.R.V » (Peak Reverse Voltage) Zener ou Avalanche
s Limitation en puissance
Il faut que VdId=Pmax
s Influence de T : diode bloquée : Id = IS double tous les 10°C (diode en Si)
diode passante : Vd (à Id constant) diminue de ~2mV/°C
13

14. 2.3 Diode dans un circuit et droite de charge
2.3.1 Point de fonctionnement
s Comment déterminer la tension aux bornes d’une diode insérée dans un circuit et le
courant qui la traverse?
Id
Val Vd Id , Vd, ?
RL VR
➪ Id et Vd respectent les Lois de Kirchhoff
➪ Id et Vd sont sur la caractéristique I(V) du composant
➪ Au point de fonctionnement de la diode, (Id,Vd) remplissent ces deux conditions
14

15. 2.3.2 Droite de charge
Val − Vd
s Loi de Kirchoff : L → I d = = Droite de charge de la diode dans le circuit
RL
Caractéristique I(V)
Id
Val/RL
Q
IQ Q= Point de fonctionnement
« Droite de charge »
Vd
VQ Val
➪ Connaissant Id(Vd) on peut déterminer graphiquement le point de fonctionnement
☛ procédure valable quelque soit la caractéristique I(V) du composant !
➪ On peut “calculer” le point de fonctionnement en décrivant la diode par un modèle simplifié.
15

16. 2.4 Modéles Statiques à segments linéaires ↔ hyp: Id, Vd constants
2.4.1. “Première” approximation: Diode « idéale »
↔ On néglige l’écart entre les caractéristiques réelle et idéale
Id
q pas de tension seuil Id
q conducteur parfait sous polarisation directe
Vd Vd
q Vd <0: circuit ouvert
s Schémas équivalents :
Ri
Id
pente=1/Ri diode “passante”
Val ⇔ Id ≥ 0
Val >0 Vd V
Ri Val I d = al , Vd = 0
Ri
Val Id Ri
diode “bloquée”
Val< 0 Vd Val ⇔ Vd < 0
Val I d = 0, Vd = Val
16

17. 2.4.2 Seconde approximation
q tension seuil Vo non nulle Id
Id
q caractéristique directe verticale
Vd
(pas de “résistance série”)
q Vd <0: circuit ouvert
Vd
Vo
☛ Pour une diode en Si: Vo ≈ 0,6-0,7 V
schémas équivalents :
s Schémas équivalents Ri
Id diode “passante”
pente=1/Ri
V ⇔ Id ≥ 0
Val
o
Val >Vo Vd
V − Vo
Ri Vo Val I d = al , Vd = Vo
Ri
Val Id Ri
diode “bloquée”
Val ⇔ Vd < Vo
Val<Vo Vd
Val I d = 0, Vd = Val
17

18. 2.4.3 3ième Approximation
Caractéristique réelle
pente = 1/Rf
q tension seuil Vo non nulle Id
q résistance directe Rf non nulle
Vd
q Vd <0: résistance Rr finie
pente = 1/Rr~0 Modélisation
☛ Pour une diode en silicium, Vd
Vo = 0,6-0.7V, Rf ~ -2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1
q.q. 10Ω, Rr >> MΩ, Vo
s Schémas équivalents
schémas équivalents :
Id
Val >Vo : pente=1/Ri
Ri Vo
diode passante
Vd Val Vd Id
⇔ I d ≥ 0 et Vd ≥ Vo
Vo Val Rf → Vd = Vo + R f I d
Id
Ri
Val <Vo :
Vd diode bloquée
Val ⇔ Vd < Vo
Val Rr
18

19. Remarques :
V
s Rf ≠ d
Id
s Le choix du modèle dépend de la précision requise.
s Les effets secondaires (influence de la température, non-linéarité de la
caractéristique inverse, ….) sont pris en compte par des modèles plus évolués
(modèles utilisés dans les simulateurs de circuit de type SPICE).
19

20. 2.4.4 Calcul du point de fonctionnement via l’utilisation des schémas équivalents :
Problème: le schéma dépend de l’état (passante ou bloquée) de la diode.
Démarche (pour débutant...):
a) choisir un schéma (ou état) en vous aidant de la droite de charge
b) trouver le point de fonctionnement Q de la diode
c) vérifier la cohérence du résultat avec l’hypothèse de départ
S’il y a contradiction, il y a eu erreur sur l’état supposé de la diode.
Recommencer le calcul avec l’autre schéma.
Démarche pour étudiants confirmés...
Un coup d’œil attentif suffit pour trouver l’état (passant/bloqué) de la diode !
Le calcul de Q se fait tout de suite avec le bon schéma équivalent...
20

21. Exemple : Calcul de Q du circuit suivant, en utilisant la 3ième approximation pour la diode.
hypothèse initiale : diode passante [↔Vd >Vo , (Id>0)]
>
Val = 5V RL= Vd OK!
1kΩ
Vo Rf V − Vo
Id L → I d = al = 4,33mA
Informations sur la diode: > R f + RL
Vo = 0.6V (↔ Si) 5V 1kΩ et Vd = Vo + R f I d = 0,66V
Rf = 15Ω
Rr =1MΩ
En partant de l’hypothèse d’une diode bloquée: → Vd ≈ 5V > Vo K
En utilisant la 2ième approximation: (Rf = 0, Rr = ∞) L → I d = 4,4mA et Vd = 0,6V
➨ La 2ième approx. est souvent suffisante pour une étude rapide du fonctionnemnt d’un circuit
21

22. Autres exemples :
Caractéristiques des diodes :
1) Rf = 30Ω, Vo=0.6V, Is=0 et RR infinie
50Ω Calcul de Id et Vd
pour :
Val 1MΩ a)Val = -5V
b) Val = 5V
Conseil: simplifier le circuit d’abord avant de vous lancer dans des calculs
2) R1 = 1kΩ Etude du signal de sortie en fonction de l’amplitude du signal d’entrée :
• à fréquence nulle : ventrée = Ve (constant)
ventrée vsortie • avec ventrée signal basse fréquence telque le modèle statique reste
Vref=2V valable (période du signal < temps de réponse de la diode ↔pas
d’effet “capacitif” ou )
22

23. 3) D1 Caractéristiques des diodes :
Rf = 30Ω, Vo=0.6V, Is=0 et RR infinie
D2
R R
270 270
4.7k VVs
o
V1 V2
2V
Déterminer Vs , VD1 et VD2 pour :
a) V1 = V2= 5V
b) V1 = 5V V2= 0V
c) V1 = 0V V2= 0V
23

24. 2.5 Comportement dynamique d ’une diode
2.5.1 Prélude : Analyse statique / dynamique d’un circuit
L’ Analyse statique
… se limite au calcul des valeurs moyennes des grandeurs électriques
(ou composantes continues, ou encore composantes statiques)
☛ = Analyse complète du circuit si seules des sources statiques sont présentes
L’ Analyse dynamique
… ne concerne que les composantes variables des tensions et courants (ou “signaux” électriques, ou
encore composantes alternatives (AC) )
☛ n’a d’intérêt que s’il y a des sources variables!
Notation : lettres majuscules pour les composantes continues
lettres minuscules pour les composantes variables
24

25. Illustration : Etude la tension aux bornes d’un composant inséré dans un circuit.
R1
hypothèses: ve = signal sinusoïdale
ve Ve = source statique
R2 V(t)
Ve
➨ Analyse statique : V (t ) ="V " = ?
➨ Analyse dynamique : v(t ) = V (t ) − V = ?
Calcul complet
V (t ) =
R2
[Ve + ve (t )] = R2 Ve + R2 ve (t )
R1 + R2 R1 + R2 R1 + R2
V v(t)
25

26. Par le principe de superposition :
☛ Comme tous les composants sont linéaires, le principe de superposition s’applique
➨ la source statique Ve est à l’origine de V , et ve est à l’origine de v
R1
Analyse statique : ve = 0
R2
Ve V V= Ve
R2 R1 + R2
“schéma statique” du circuit
R1
Analyse dynamique : Ve = 0
R2
ve v(t ) = ve (t )
R2 v R1 + R2
“schéma dynamique”
☛ Une source de tension statique correspond à un “court-circuit dynamique”
26

27. Autres exemples:
R1 R2
1)
ve Io R3 V(t)=V+v(t)
R1 R2
Schéma statique
R1R3
V= Io
V R1 + R2 + R3
Io R3
Schéma dynamique
R1 R2
R3ve (t )
v(t ) =
ve R3 v R1 + R2 + R3
☛ Une source de courant statique est équivalent en régime dynamique à un circuit ouvert.
[puisque i(t)=0!]
27

28. 2) ☛ C = composant linéaire caractérisé par une impédance qui
Val dépend de la fréquence du signal
R1
C
Rg
vg R2 V (t)
ω
Schéma statique : à fréquence nulle C = circuit ouvert
Val R2
R1 →V = Val
R1 + R2
R2 V
28

29. Schéma dynamique :
1
Zc =
iCω
R2 // R1 1
→v = avec Z g = Rg +
R1 R2 // R1 + Z g iCω
ZC
vg Rg
ω R2 v
schéma équivalent dynamique
R2 // R1
pour ω suffisamment élevée : Z g ≈ Rg et v= vg
R2 // R1 + Rg
☛ A “haute” fréquence (à préciser suivant le cas), le condensateur peut être remplacé par un
court-circuit.
29

30. ☛ Le principe de superposition n’est plus valable en présence de composants non-linéaires !
Extrapolations possibles:
s le point de fonctionnement reste dans un des domaines de linéarité du composant non-
linéaire
s l’amplitude du signal est suffisamment faible pour que le comportement du composant
reste approximativement linéaire.
30

31. 2.5.2 Fonctionnement d’une diode dans un de ses domaines de linéarité (D.L.) :
Id
D.L. “direct”
Tant que le pt. de fonctionnement reste
Vd dans le D.L. la diode peut être décrite par le
-2 -1.5 -1 -0.5 0 0.5 1 1 modèle linéaire approprié
Vo
D.L. “inverse”
Exemple :
☛ le point de fonctionnement reste dans le D.L. direct
100Ω
☛ la diode peut être remplacée par le modèle linéaire suivant :
0,5 ⋅ sin (100 ⋅ 2π ⋅ t )
0,6V
V(t)
5V
1kΩ 10 Ω
diode: Si, Rf = 10Ω , Vo = 0,6V 31

32. 100Ω
Schéma statique :
0,6V
V = … = 4,6V
10Ω
5V 1kΩ
représente la diode seulement si le pt de
fonctionnement reste dans le D.L. sous
100Ω
Schéma dynamique : polarisation directe
0,5 ⋅ sin (100 ⋅ 2π ⋅ t ) 10Ω
ve = 0,45 ⋅ sin (100 ⋅ 2π ⋅ t )
1kΩ
☛ ATTENTION, l’utilisation des modèles à segments linéaires n’est plus valable si le point
de fonctionnement passe dans la zone du coude
32

33. 2.5.3 Modèle faibles signaux (basses fréquences)
hypothèse: variation suffisamment lente (basse fréquence) pour que la caractéristique “statique” reste
valable.
s Variations de faible amplitude autour du point de fonctionnement statique Q :
➨ la caractéristique Id(Vd) peut être approximée par la tangente en Q
pente : dI d
➪ id ≅ ⋅ vd
dI d dVd Q
Id dVd Q
➪ schéma équivalent dynamique
correspondant au point Q :
Q 2|id|
Id Q
−1
Vd dI d
≡ = “résistance dynamique”
dVd Q
Vo de la diode
2| v|
Q
Vd
☛ Ce schéma ne peut être utilisé QUE pour une analyse dynamique du circuit !
33

34. s Notation : −1
dI d
rf = = résistance dynamique pour VdQ> 0
dVd V > 0
d
−1
dI d
rr = = résistance dynamique pour VdQ < 0
dVd V <0
d
➨ Pour Vd >> Vo, rf ≈ Rf
➨ Pour Vd < 0 , rf ≈ Rr
−1
−1   ηVd 
dI d  d   V
➨ Pour Vd ∈ [0, ~Vo] , r f = ≅  I se
VT
− I s  =η T
dVd dV
Vd  d   Id
  
25
☛ à température ambiante : r f ≈ Ω (η = 1)
I d (mA)
☛ proche de Vo la caractéristique I(V) s’écarte de la loi exponentielle
➥ rf ne devient jamais inférieur à Rf (voir courbe expérimentale, p11)
34

35. s Résumé des schémas équivalents faibles signaux, basse fréquence :
Id
≡
Q
rf ≈ Rf
Vd
Id
≡
Q V
rf = T
Q
Vd Id
Id
Q
Vd ≡ rr ≈ Rr >>MΩ
☛ hyp : la fréquence est suffisamment faible pourque id et vd soient en phase
→ impédance réelle (résistance dynamique)
35

36. Exemple :
diode: Si, Rf = 10Ω , Vo = 0,6V ,
Rb Température : 300K
1kΩ C 2kΩ
5V Ve
Ra 10µF D (
ve = 0,1 ⋅ sin 103 ⋅ 2π ⋅ t )
ve Vd(t)
5 − 0,6
Analyse statique : Id ≈ = 2,2mA, Vd ≈ 0,62V
2000
26
Analyse dynamique : r f ≈ = 12Ω, Z c = 16Ω << Ra
2,2
Schéma dynamique :
2kΩ
(
→ v ≈ 1,2 ⋅ 10−3 sin 103 ⋅ 2π ⋅ t )
1kΩ
➨ Amplitude des ondulations résiduelles : 1,2 mV
v
ve ~ 12Ω
36

37. 2.5.4 Réponse fréquentielle des diodes
s Limitation à haute fréquence :
Pour des raisons physiques, le courant Id ne peut suivre les variations instantanées de Vd
au delà d’une certaine fréquence.
➨ apparition d’un déphasage entre Id et Vd
➨ le modèle dynamique basse fréquence n’est plus valable
s Le temps de réponse de la diode dépend :
➪ du sens de variation (passant →bloqué, bloqué →passant) (!signaux de grande amplitude)
➪ du point de fonctionnement statique (pour des petites variations)
37

38. s Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation directe (VdQ >0)
☛ une petite variation de Vd induit une grande variation Id, c’est -à-dire des charges qui
traversent la diode
☛ A haute fréquence, des charges restent “stockées” dans la diode (elle n’arrivent pas à suivre
les variations de Vd)
☛ ~ Comportement d’un condensateur, dont la valeur augmente avec Id
(cf physique des composants)
Modèle faible signaux haute fréquence (Vd >0) :
rc
≡ Q
Id ☛ Ordre de grandeur : Cd ~ 40 nF à 1mA, 300K.
rsc Cd ∝
T
= “capacité de diffusion”
☛ à basse fréquence : rc + rs = rf
☛ la séparation en deux résistances tient mieux compte des phénomènes physiques en jeu.
38

39. s Variation de Vd de faible amplitude, sous polarisation inverse (VdQ < 0) :
☛ une variation de Vd entraîne une variation du champ électrique au sein de la diode, qui à son
tour déplace les charges électriques.
☛ à haute fréquence, ce déplacement donne lieu à un courant mesurable, bien supérieure à Is.
☛ Ce comportement peut encore être modélisé par une capacité électrique :
Modèle faible signaux haute fréquence (Vd < 0) :
rr 1
Ct ∝ = capacité de “transition” ou “déplétion”
Vd − Vo
➪ Ordre de grandeur : ~pF
39

40. s Diode en « commutation » : Temps de recouvrement direct et inverse
Le temps de réponse fini de la diode s’observe aussi en « mode impulsionnel », lorsque la diode
bascule d’un état passant vers un état bloqué et vice-versa.
VQ Vg
Vo t
R -VR
Vo Vd
Vd
Vg
-VR
temps de réponse
Id
(VQ-Vo)/R
-VR/R
➪ le temps de réponse dépend du courant avant commutation.
➪ ordre de grandeur : ps → ns
40

41. 2.6 Quelques diodes spéciales
2.6.1 Diode Zener
☛ Diode conçue pour fonctionner dans la zone de claquage inverse, caractérisée par une
tension seuil négative ou « tension Zener » (VZ)
s Caractéristiques
VZ : tension Zener (par définition: VZ >0)
Id
Imin : courant minimal (en valeur absolue) au delà
-Vz Vd duquel commence le domaine linéaire “Zener”
-Imin
Imax : courant max. supporté par la diode
(puissance max:Pmax ~VZImax)
dI d
RZ : “résistance Zener” =
-Imax dVd V <V
d z
Ordre de grandeur : VZ ~1-100 V , Imin ~0,01- 0,1mA, Pmax ↔ régime de fonctionnement
ex: 1N759 41

42. s schémas équivalents
➪ Modèle statique :
hyp : Q ∈ domaine Zener
Rz
Vd
Id
≡
Id
Vz
+
-Vz Vd
-Imin
Q ➪ Modèle dynamique, basses fréquences, faibles
pente signaux :
1/Rz
−1
 dI 
-Imax rz =  d  ≅ Rz pour |Id| >Imin
 dVd Q 
 
42

43. 2.6.2 Diode tunnel
➪ Exploite l’effet tunnel à travers la jonction PN (cf. Mécanique quantique)
s Caractéristique I(V) :
I
Q ➪ rf négative, utile pour les circuits résonnants
V
Illustration : Le pont diviseur comme amplificateur
Vpol fixe Q dans la partie décroissante de I(V)
vs R !
vg = >1
vg R + r f
Vpol R vs ☛ Cet type d’amplificateur est peu utilisé parce qu’on peut faire mieux...
43

44. 2.6.3 Diode électroluminescente (ou LED)
s Principe : La circulation du courant provoque la luminescence
➪ Fonctionnement sous polarisation directe (V > Vo)
➪ L’intensité lumineuse ∝ courant électriqueId
☛ Ne marche pas avec le Si (cf. cours Capteurs)
➥ Vo ≠ 0.7V ! (AsGa: ~1.3V)
44

45. 3. Applications des Diodes Un aperçu qui sera complété en TD et TP.
3.1 Limiteur de crête (clipping)
s Fonction : Protéger les circuits sensibles (circuits intégrés, amplificateur à grand gain…) contre
une tension d’entrée trop élevée ou d’une polarité donnée.
Exemple : clipping parallèle Rg
(diode // charge)
circuit à
Vg Ve Ze protéger
Fonctionnement :
droite de charge I ➪ quand Vg(t) > Vo= 0.7V : Ve ≅ Vo
d
Vg Ze
➪ quand Vg(t)< Vo : Ve ≅ Vg
Rg Q Z e + Rg
Vd=Ve
Vo ☛ Protection contre les tensions supérieures à ~1V
Ve
Limite d’utilisation : Puissance maximale tolérée par la diode :
Vg − 0,6
Pmax ≈ Vo ⋅ I d max ≅ Vo ⋅ (si Ze >> q.q. Ω )
Rg
45

46. Clipping série : Rg
circuit à
Vg Ve(t) Ze protéger
Fonctionnement : ➨ Tant que Vg < Vo , la diode est bloquée et le circuit protégé…
➨ Pour Vg > Vo : Ve ≅ Vg − 0,6 ( )Z Ze
≈ Vg − 0,6 ≅ Vg
e + Rg
➨ Le circuit est protégé contre toute tension inférieure à Vo (en
particulier les tensions négatives)
Limite d’utilisation : Puissance maximale tolérée par la diode :
Vg − 0,6 Vg
I d max ≈ ≈
Rg + Z e Rg + Z e
46
☛ Comment peut-on modifier le circuit pour protéger la charge contre des tensions positives?

47. Protection contre une surtension inductive
+20V s ouverture de l’interrupteur : +20V s Protection par diode :
dI
➪ V =L → −∞ ➪ Vmax<0 ~ - 0.7V
V L dt
V
➪ VA → +∞ ➪ VA ≤ ~20,7V
I
I
A ➪risque de décharge électrique à ➪ la conduction de la
travers l’interrupteur ouvert diode engendre un courant
transitoire et diminue la
☛ L’interrupteur pourrait être un tension inductive.
transistor...
47

48. Exercices : Quelle est la forme de V(t) pour chacun des circuits suivants ?
(1) Vg Rc V (2) Vg Rc V
Dz
V1
V2
(3) Détecteur de fronts de montée
C
T
R Rc V
RC >> T
48

49. 3.2 Redressement
s Objectif: Transformer un signal alternatif en tension continue stable
(ex: pour l’alimentation d’un appareil en tension continue à partir du secteur)
Redressement simple alternance
Vs ≈ Vm − 0.7
220V
50Hz Vs Rc
(cf avant)
t
Ri =résistance de sortie du transformateur
Vm =amplitude du signal du secondaire
avec filtrage passe-bas :
R ➪ Le condensateur se charge à travers R (+Rf ) et se
décharge à travers Rc:
220V R C << RcC
Vs
50Hz Vs Rc
ondulation résiduelle
↔R, C, f
t
49
☛ mauvais rendement : la moitié du signal d’entrée n’est pas exploitée

50. Redressement double alternace (pont de Graetz)
R s Fonctionnement
➪ quand Vi > ~1.4V :
D1 D2 D1 et D4 = passants, D2 et D3 = bloquées
Vi Vs Rc Parcours du courant :
D3 D4 ➪ quand Vi < ~ -1.4V :
D1 et D4 = bloquées, D2 et D3 = passantes
Parcours du courant :
Vs , Vi
~1.4V
t
Vi < 1.4V
50

51. avec filtrage : 50 Ω
R
D1 D2
Rc=10kΩ
Vi Vs
200µF
D3 D4
Vs
avec condensateur
sans condensateur
➪ Ondulation résiduelle réduite
51

52. Courant transitoire de mise sous tension :
☛ C est initialement déchargé ↔ VC ≈ 0
➨ Id peut devenir trop élevé
V − 1,4
I d max → i
R (mA)
ID2
➪ Idmax dépend de R et C Vs
60
40 Vsecondaire
[Vm =10V]
20
régime transitoire
➪ Diodes de puissance
✎ Les 4 diodes du pont de Graetz existe sous forme d’un composant unique (ou discret)
52

53. Autres configurations possibles :
s Utilisation d’un transformateur à point milieu :
☛ mauvais rendement, puisqu’à
secteur
chaque instant seule la moitié du
~
bobinage secondaire est utilisé
transformateur à
point milieu
s Alimentation symétrique :
+Val
secteur
~ masse
-Val
53

54. 3.3 Restitution d ’une composante continue (clamping)
s Fonction : Décaler le signal vers les tensions positives (ou négatives)
↔ reconstitution d’une composante continue (valeur moyenne) non nulle
Exemple : Rg C
Vg(t) Vc Vd
D
Fonctionnement : On supposera la diode idéale (1ière approx.)
q Lorsque Vg - Vc > 0, la diode est passante q Lorsque Vg - Vc <0, la diode est bloquée
Rg C Rg C
Vc Vc
Vg Vd Vg Vd
➨ C se charge et Vc tend vers Vg ➨Vc = constant (C ne peut se décharger!)
➨ Vd = 0 ➨ Vd = Vg +Vc
➥ ~ composante continue
54
☛ Quelle est l’effet de la tension seuil Vo de la diode (non prise en compte ci-dessus) ?

55. q Cas particulier : Rg C
Vg = Vm sin (ω ⋅ t ) pour t > 0
Vg(t) Vc Vd
Vc = 0 pour t < 0 (C déchargé) D
➨ Phase transitoire au cours de laquelle le condensateur se charge
C=1µF
Simulation Rg =1kΩ
Vg f= 100hz
Vm =5V
Vc
charge du condensateur
Vd ≈0.7V
Vd
t (s)
55

56. ➪Charge de C avec une constante de temps de RgC à chaque fois que la diode est passante
➪Décharge de C avec une constante de temps RrC
➪ le circuit rempli ses fonctions, si pour f >>1/RrC (≈105hz dans l’exemple) :
➥ en régime permanent: Vd ≈ Vg - Vm
composante continue
Exercice : Modifier le circuit pour obtenir une composante continue positive.
56

57. 3.4 Multiplieur de tension
s Fonction : Produire une tension de sortie continue à partir d’un signal d’entrée variable. La
tension continue est généralement un multiple de l’amplitude du signal d’entrée.
Exemple : doubleur de tension
Rg C Vg = Vm sin (2πf ⋅ t ) pour t > 0
Vm=10V, f=50Hz, C=10µF
Vg ~ VD1 VRc Rc>> Rg
C
Rc=100kΩ.
clamping redresseur monoalternance
VD1 ,VRc
☛ En régime établi, le courant d’entrée du
redresseur est faible (~ impédance d’entrée
élevée)
→ VRc ≅ 2 ⋅ Vm − 1,4 ≈ 2 ⋅ Vm
t
☛ Il ne s’agit pas d’une bonne source de
tension, puisque le courant de sortie (dans Rc)
doit rester faible (~ résistance interne élevée)
régime transitoire / permanent 57

58. Autre exemples : Doubleur de tension
source
AC
charge
➩ ≡ assemblage de deux redresseurs monoalternance en parallèle.
➩ l’impédance d’entrée de la charge doit être >> Rf + Rtransformateur+Rprotection
☛ source “flottante” ↔ nécessité du transformateur
58

59. 4. Transistor bipolaire
4.1 Introduction
s le Transistor = l’élément “clef” de l’électronique
il peut :
➪ amplifier un signal
➤amplificateur de tension, de courant, de puissance,...
➪ être utilisé comme une source de courant
➪ agir comme un interrupteur commandé ( = mémoire binaire)
➤ essentiel pour l’électronique numérique
➪ ...
il existe :
➪ soit comme composant discret
➪ soit sous forme de circuit intégré, i.e. faisant partie d’un circuit plus
complexe, allant de quelques unités (ex: AO) à quelques millions de
transistors par circuit (microprocesseurs)
59

60. s on distingue le transisor bipolaire du transistor à effet de champ
➪ différents mécanismes physiques
s Ils agissent, en 1ière approx., comme une source de courant commandée
➪ transistor bipolaire : commandé par un courant
➪ transistor à effet de champ: commandé par une tension
Icontrôle I commandé = A ⋅ I contrôle I commandé = G ⋅ Vcontrôle
Vcontrôle
source de courant source de courant
commandée par un commandée par une
courant tension
A = “gain” en courant G = transconductance.
☛ Idéalement : l’étage d’entrée ne dépend pas de l’étage de sortie. 60

61. 4.2 Structure et fonctionnement d’un transistor bipolaire
s Structure simplifiée Transistor NPN
Transistor PNP
E E
diode « EB » diode « EB »
émetteur
P+ N+
couplage B B
entre les N base P
diodes
P N
collecteur
diode « BC » diode « BC »
C C
☛ Un transistor bipolaire est constitué de trois zones semiconductrices différentes,
l’émetteur, la base et le collecteur, qui se distinguent par la nature du dopage.
☛Les deux « jonctions PN » (ou diodes!) émetteur/base et base/collecteur se partagent
la région centrale : la « base ». Le couplage entre les jonctions est à l’origine de l’
« effet transistor »: le courant dans l’une des diodes (généralement dans la jonction
base/émetteur) détermine le courant dans la seconde. (cf après)
☛ Symétrie NPN/PNP: Les transistors PNP et NPN ont un comportement
analogue à condition d’inverser les polarités des tensions.
61

62. s Effet transistor ☛ Conditions de polarisation : Jonction EB : directe
Jonction BC: inverse
= MODE ACTIF du transistor
Exemple: Transisor NPN
RE N
+ P N RC
E C
IE r
e- E IC
VEE IB VCC
B
➪ si VEE > ~ 0.7V, le courant circule entre l’émetteur et la base ➨ VBE ~ 0.7V, IE >> 0
➪ La jonction EB est dyssimétrique (dopage plus élevé côté E)
➨ courant porté essentiellement par les électrons (peu de trous circulent de B vers E)
➪ VCC > 0, un champ électrique intense existe à l’interface Base/Collecteur
➪ La majorité des électrons injectés par l’émetteur dans la base sont collectés par le champ
➨ IC ~IE et IB = IE -IC << IE
➪ Le courant IC est contrôlé par IE , et non vice versa…
62

63. s Premières différences entre le transistor bipolaire et la source commandée idéale...
➪ Contraintes de polarisation : VBE > ~ 0.7V, VCB > - 0.5V
➪ I B non nul = fraction de IE ne participant pas à la commande de IC .
s Symboles C
C ☛ la flèche indique le sens du
courant dans l’état actif
B B
E E
PNP NPN
sConventions : VCB VCB
IC IC
IB VCE IB VCE
IE IE
VBE VBE
NPN PNP
➪ IE = IB+IC 63

64. 4.3 Caractéristiques du transistor NPN
VCE
s Choix des paramètres :
☛ Les différentes grandeurs électriques (IE, IB, RE IE IC RC
VBE,VCE,…) sont liées:
VEE VCB VCC
VEB IB
➪ différentes repésentations équivalentes des
caractéristiques électriques existent
q Configuration “Base Commune”
( base = électrode commune)
➪ Caractéristiques : IE (VEB,VCB), IC (VCB ,IE) ou IE (VBE,VBC), IC (VBC ,IE)
q Configuration “Emetteur Commun”
(émetteur= électrode commune)
➪ Caractéristiques : IB (VBE , VCE), IC (VCE, IB)
☛ La représentation des caractéristiques en configuration “collecteur commun” est plus rare.
64

65. sCaractéristiques en configuration BC : CAS DU TRANSISTOR NPN
« caractéristique d’entrée »
IE (VEB, VCB) :
hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel)
➪ ~ caractéristique d’une jonction PN
IE (mA)
 V  
VCB=0 , -15
I E ≅ I s exp BE  − 1
 
  VT  
2
➪ très peu d’influence de IC (resp. VCB)
1
VEB (V)
-0.1 -0.5
VBE (V)
0,1 0,5
Jonction EB bloqué Jonction EB passante
IE ~ 0, VBE < 0.5 V IE >0, VBE ≈ 0.6-0.7V
65

66. mode actif
IC (VCB, IE) :
Ic (mA) IE (mA) VBE ↑
2.0
1.5 1.5
1.0 1 IC ≈ I E
0.5 0.5
0
-0.5 1 2 3 VCB (V)
≡ jonction PN polarisée en inverse
tension seuil de la jonction BC
➪ pour VCB > ~-0.5V, on a IC =αF IE , avec αF proche de 1.
α
➤ En mode actif, I B = I E − I C = I E (1 − α F )
➪ pour IE = 0, on a IC = courant de saturation inverse de la jonction BC ~ 0
➤ Transistor en “mode bloqué”
➪ pour VCB ≈ -0.7, la jonction BC est passante, IC n’est plus controlée par IE
➤ Transistor en “mode saturé”
Ordre de grandeur : αF ~0.95 - 0.99 αF = “gain en courant continue en BC”
66

67. sCaractéristiques en configuration EC :
« caractéristique d’entrée »
IB (VBE, VCE) :
hypothèse: diode BC bloquée (mode usuel)
IB (µA) IC
IE
r
VCE= 0.1V N P E N
3 IB
1.5
> 1V
0.5
0 VBE (V)
0.1 0.2 0.3
➪ VBE > 0.6V, jonction PN passante
☛ IB <<IE ↔ charges non collectées par le champ électrique de la jonction BC
I B = (1 − α F )I E
➪ Influence non-négligeable de VCE sur αF ↔ “Effet Early”
67

68. IC (VCE, IB) :
Ic(mA)
Ib= 20 µA
2 15µA
10µA
1
5µA
VCE (V)
1 3 5 Transistor bloqué
Transistor saturé Mode actif IC = “ICO”
➪ Mode actif : BE passant, BC bloquée → VBE ≈ 0.7V et VCB >~ -0.5 V
➤ VCE = VCB +VBE > -0.5 + 0.7 ~0.2 V
αF
I C = α F I E = α F (I C + I B ) ⇒ I C = I B =" hFE " I B hFE = “gain en courant
1−αF continue en EC” = “βF”
ordre de grandeur : hFE ~ 50 - 250
☛ Grande dispersion de fabrication sur hFE.
➪ Effet Early : αF tend vers 1 lorsque VCE augmente → hFE augmente avec VCE
➪ Mode saturé : Diode BC passante -> IC ~ indépendant de IB
➤ hFE diminue lorsque VCE → 0 68

69. s Modes actif / bloqué / saturé
Transistor NPN
Configuration EC :
Mode actif : VBE ≈ 0.7V ~ 0.3V < VCE < VCC I c ≈ hFE I B
Mode bloqué : IB ≅ 0 VCE ≅ VCC IC ≈ 0
Mode saturé : VBE ≈ 0.8V VCE ≈ 0.2V I c ≠ hFE I B
C B
B IB C B C C
B
≅ ~0.7V hFE IB
~0.8V ~0.2V
E
E E
E
Mode actif Mode bloqué Mode saturé
☛ VCC = source de tension externe alimentant la maille contenant C et E (cf plus loin) 69
VCC ne peut pas dépasser cette valeur!

70. Transistor PNP
Configuration EC :
Mode actif : VBE ≈ −0.7V ~ −0.3V < VCE < VCC (< 0) I c ≈ hFE I B
Mode bloqué : IB ≅ 0 VCE ≅ VCC IC ≈ 0
Mode saturé :VBE ≈ −0.8V VCE ≈ −0.2V I c ≠ hFE I B
C B
B IB C B C C
B
≅ ~0.7V hFE IB ~0.2V
~0.8V
E
E E
E
Mode actif Mode bloqué Mode saturé
70

71. s Valeurs limites des transistors
➪ Tensions inverses de claquage des jonctions PN (EB, BC)
➪ Puissance maximale dissipée : Pmax =VCE IC
➪ Courants de saturations inverses :
➤IC , IB et IE ≠0 en mode bloqué
ICVCE =Pmax
fiches techniques :
71

72. s Influence de la température
☛ La caractéristique d’une jonction PN dépend de la température
➪ les courants inverses (mode bloqué) augmentent avec T
➪ VBE, à IB,E constant, diminue avec T
➪ ou réciproquement : pour VBE maintenue fixe, IE (et donc IC) augmente avec T
➪ Risque d’emballement thermique : T ↑⇒ I C ↑ ⇒ Puissance dissipée ↑ ⇒ T ↑ L
➨ Necessité d’une contre-réaction dans les amplificateurs à transistors bipolaires :
T ↑ ⇒ I C ↑ ⇒ VBE ↓ ⇒ I B ↓ ⇒ I C ↓
72

73. 4.4 Modes de fonctionnement du transistor dans un circuit ↔ Point de fonctionnement
s Droites de charges :
Le point de fonctionnement est déterminé par les caractéristiques du transistor et par les lois de
Kirchhoff appliquées au circuit.
Exemple : q Comment déterminer IB, IC, VBE, VCE ?
+VCC Droites de charges :
Rc V − VBE
Vth = Rth I B + VBE → I B = th
Rth
Rth
V − VCE
VCC = RC I C + VCE → I C = CC
Vth RC
73

74. s Point de fonctionnement
IB
➪ VBEQ ≈0.6-0.7V, dès que Vth> 0.7V
V − VBE (diode passante
→ I B = th transistor actif ou saturé)
Rth
Q
IBQ
VBE (V)
0.1 0.2 0.3
VBEQ
Ic(mA) ➪ VCE sat ≤ VCEQ ≤ VCC
Q VCC − VCE sat VCC
I CO ≤ I c ≤ ≈
ICQ ← IBQ Rc Rc
V − VCE
I C = CC
RC
☛ Q fixe le mode de fonctionnement du transistor
ICO
VCEsat VCEQ VCE (V)
74

75. Exemple : Calcul du point de fonctionnement
+VCC=10V
Rc=3kΩ Vcc
Rc
Rth=30kΩ Rth IB
hFE =100 hFE IB
Vth 0.7V
Vth =1V
→ I BQ = 10 µA
→ I C Q = 1mA ☛ On a bien : ~0,3 <VCEQ < VCC
→ VCE Q = 7V Résultat cohérent avec le mode actif du transistor.
75

76. q Remplacement de Rth par 3kΩ : +VCC=10V
Rc=3kΩ
L → I BQ = 100 µA
Rth=3kΩ
L → I C Q = 10mA
hFE =100
L → VCE Q = −20V !!
Vth =1V
☛ Résultat incompatible avec le mode actif
➪le modèle donne des valeurs erronnées
Cause :
Ic(mA) ← IBQ
En ayant augmenté IBQ,(réduction de Rth) Q
Q a atteint la limite de la zone
correspondant au mode actif
→ VCE Q ~ 0.3V
et I CQ = 3.2mA
VCEQ VCE (V)
76

77. s Quelques circuits élémentaires : VBE < 0.7V → Mode bloqué
t<0 :
Transistor interrupteur: +VCC
RC
+VCC RB
Rc “Interrupteur
VBB
ouvert”
0.7V I RC = 0
RB
t
t>0 : VBE > ~0.8V, telque RcIc ~VCC
→VCE ~qq. 100mV
IC Interrupteur fermé VCC
Vcc
“Interrupteur
Rc
RC fermé”
RB
Interrupteur ouvert
~0.8V ~0.2V <<VCC
V − 0.2 VCC
VCC VCE I RC = CC ≅
Vcc VBEmin − 0.7 RC RC
I Bmin ≅ ≅ 77
( interrupteur fermé)
Rc hFE RB

78. Transistor source de courant :
VCC
charge V − 0.7V
Rc → I ≈ BB
RE
I “quelque soit” Rc …
tant que le transistor est en mode actif
•E
VBB RE
Domaine de fonctionnement : (VBB > 0.7V )
≈ 0 < VCE = VCC − (RC + RE )I C < VCC
Source de courant V
q Rcmax ≅ cc − RE
I
pour Rc supérieure à Rcmax → transitor saturé
☛ Rcmin = 0
78

79. Exercices : Calculer le courant dans la charge, la plage de tension
10V
15V
charge 560Ω
10k I
Vz =5,6V
4,7k I
10k charge
79

80. Transistor, amplificateur de tension : hypothèses :
qPoint de fonctionnement “au repos” :
+VCC
Transistor en mode actif lorsque vB = 0
(amplificateur “classe A”)
RC
q Amplitude du signal vB suffisamment faible
IC
B pourque le transistor soit à chaque instant actif
•
q Modèle 1ière approximation pour le transistor
vB •E
V − 0.7
VSortie → IE ≈ B ≈ I C = I c + ic (IB <<IC)
RE
VBB RE
v
En négligeant la variation de VBE : → ic ≈ B
RE
Enfin : VSortie = Vcc − Rc I C = Vs + vs avec : Vs = Vcc − RI c
R Rc
et vs = − Rc ic = − c vb Le “signal”vB est amplifié par le facteur Av = −
RE RE
☛ Av = “∞” pour RE =0 ?? voir plus loin pour la réponse...
☛ Comment fixer le point de fonctionnement au repos de manière optimale? 80

81. 4.6 Circuits de polarisation du transistor
q Le circuit de polarisation fixe le point de repos (ou point de fonctionnement statique) du transistor
q Le choix du point de repos dépend de l’application du circuit.
q Il doit être à l’intérieur du domaine de fonctionnement du transisor (IC(B) < Imax,, VCE (BE) <Vmax,....)
q Les principales caractéristiques d’un circuit de polarisation sont :
➤ sensibilité par rapport à la dispersion de fabrication du transistor (incertitude sur hFE ,… )
➤ stabilité thermique.
(coefficient de température des différents paramètres du transistor :VBE, hFE,…).
81

82. s Circuit de polarisation de base (à courant IB constant)
IC
Dispersion de fabrication:
Vcc hFE mal défini
Rc
RC Q1 2 transistors
IC1 même IB différents
RB Q2
VCC IC2
VCE
VCE1 VCE2 Vcc
V − VBE Vcc − 0.7
I B = cc ≅
RB RB
Q : I c = hFE I B et VCE = Vcc − Rc I c
Conséquence : ∆ hFE ⇒ ∆ Ic ⇒ ∆ VCE
→Le point de repos dépend fortement de hFE = inconvénient majeur
→ Circuit de polarisation peu utilisé.
Vcc
Exemple : Transistor en mode saturé ↔ RB tel que I B > I Bsat ≈
Rc hFE
en prenant pour hFE la valeur minimale garantie par le constructeur. 82

83. s Polarisation par réaction de collecteur
+VCC VCC − 0.7
→ IC ≈
RC + RB
RC hFE
RB
Le point de fonctionnement reste sensible à hFE
Propriété intéressante du montage :
Le transistor ne peut rentrer en saturation puisque VCE
ne peut être inférieur à 0.7V
V − 0.7
Cas particulier : RB=0 → I C ≈ CC VCE = 0.7V
RC
➪ Le transistor se comporte comme un diode.
83

84. s Polarisation par diviseur de tension - « polarisation à courant (émetteur) constant »
+VCC
+VCC Vth − 0.7
IC ≈ I E ≅
RE + Rth / hFE
R1 RC Rc
Rth VCE = VCC − (RC + RE )I C
R2
R2
Vth avec Vth = VCC et
R1 + R2
RE
Rth = R1 // R2
Rth V − 0.7
➪ Peu sensible à hFE : si << RE → I C ≈ th
hFE RE
➪ Bonne stabilité thermique
84

85. +VCC
Une façon de comprendre la stabilité du montage :
R1 RC
RE introduit une contre-réaction R2
RE
Augmentation de IE augmente VE augmente VBE et IE diminuent
contre-réaction
VBE I diminue de 2mV/°C
E
VB ~Vth
Règles « d’or » pour la conception du montage :
• Rth/RE ≤ 0.1 hFEmin ou encore R2 < 0.1 hFEmin RE ↔ IR2 ≈10 Ib
• VE ~VCC/3
" Diminuer Rth augmente le courant de polarisation IR1
☛ Idem, si l’augmentation de IE résulte d’un échange de transistors
(dispersion de fabrication)
85

86. s Polarisation par un mirroir de courant
+VEE q Q1 ,Q2 = transistors appariés (circuit intégré)
VEE − 0.7
q Q1 : VBC =0 → ~ diode → I p ≅
Q2 Rp
Q1
IC q En mode actif, les courants de bases
Ip
sont négligeables (1ière approx.)
Rp Rc
q Q2 : VEBQ = VEBQ → IC ≅ I p
1 2
☛ Q2 agit comme un “mirroir de courant”.
fixe le courant Ip
☺ Point de fonctionnement ne dépend pas explicitement de hFE
Imperfection : Effet Early → I C V augmente avec VCE ↔ Rc (jusqu’à ~25% !)
BE
86

87. Amélioration possible
+VEE
q RE introduit une contre-réaction :
RE
VBEQ
RE
2 1
(
comme VBEQ = VBEQ − RE I C − I p )
VBEQ 2
1
Q2 Si IC augmente (variation de VCE), VBEQ diminue
2
Q1
IC et s’oppose à l’augmentation initiale.
Ip
Rp Rc
avec RE <<RC
87

88. 4.7 Modèle dynamique
q Variation de faibles amplitudes autour d’un point de fonctionnement statique
q Comportement approximativement linéaire
➪ Modèles équivalents
s Caractéristique d’entrée :  V  
I B ≅ I s exp BE
  − 1 hFE

+VCC   VT  
IB
dr
RC oit
ed
ec
IC ha iB
B rg
e
• IBQ Q t
vB
vB •E
VSortie VBEQ VBE
0
0.2 0.4 0.6
VBB RE
vBE
t
Pour vB petit:
∂I B IE v hie = “résistance d’entrée dynamique” du
ib ≅ ⋅ vbe ≅ vbe = be transistor en EC
∂VBE Q hFE ⋅ VT " hie "
88

89. Notation :
h V
" hie " = FE T = “résistance d’entrée dynamique” du transistor en EC
IE
B ib C
hie
vbe
E
✎ hie↔ « i » pour input, « e » pour EC, h pour paramètre hybride (cf quadripôle linéaire)
☛ Ne pas confondre hie avec l’impédance d’entrée du circuit complet. (voir plus loin).
☛ A température ambiante (300K) on a : 26 ⋅ hFE
hie ≅ (Ω )
I E (mA)
89